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    公开号:WO1991000653A1
    申请号:PCT/JP1990/000838
    申请日:1990-06-28
    公开日:1991-01-10
    发明作者:Kouji Chiba；Toshio Nojima；Yasushi Yamao；Shigeru Tomisato；Tadao Takami
    申请人:Nippon Telegraph And Telephone Corporation；
    IPC主号:H03F1-00
    专利说明:
    [0001] 明 細
    [0002] 〔技術分野〕
    [0003] 本発明は高周波帯の送信装置に利用する。 特に、 包絡線の信号レ 線
    [0004] ベルが大きく変化する変調波を高い電力効率で増幅して送信する線 形送信装置に関する。
    [0005] 〔背景技術〕
    [0006] 高周波帯の線形送信装置として、口従来から A級ないし B級の電力 増幅器が用いられてきた。 しかし、 このような電力増幅器では、 包 絡線のレベル変化が大きい変調波を増幅する場合に、 低レベルの領 置
    [0007] 域において電力効率が著しく低下する欠点があった。 このため、 例 えば電源として電池を用いる可搬形または携帯形の無線機では、 送 信可能時間が短くなる、 大型で重い電池が必要となるという問題が め つ
    [0008] 二の問题を解決するため本願出願人は、 高効率の線形電力増幅器 について既に出願した （特開昭 62 - 274906 号公報） 。 この線形電力 増幅器を周いた線形送信装置の構成例を第 1図に示す。
    [0009] 変調入力端子 1 には、 アナ口グ信号またはディ ジタル信号の変調 情報が入力される。 変調器 2は、 この変調情報に基づいて線形変調 波を発生する。 飽和形高周波電力増幅器 4は、 この線形変調波を増 幅して送信出力端子 9 に出力する。
    [0010] 高周波電力増幅器 4は、 入力整合回路 41、 増幅素子としての電界 効果ト ラ ンジスタ 42、 高周波阻止用のコィ ル 43および出力整合回路 44を含み、 この電界効果ト ラ ンジスタ 42のドレイ ンバイァス電圧 V D を入力信号の包絡線にほぼ比例して制御することにより、 高周波電 力増幅器 4の飽和出力レベルを入力信号の包絡線に追従させる。 こ のような制御により、 高周波電力増幅器 4を高効率の飽和状態に保 つたまま線形増幅器と して動作させることができ、 出力の歪を大き く低減させることができる。
    [0011] ド レ イ ンバイ アス電圧 V D は、 電源端子 8に入力された電源電圧 を直流電圧制御回路 7 により制御することにより得られる。 直流電 圧制御回路 7 は DC- DC コ ンバ一タまたはシリ ーズ制御ト ラ ンジスタ を含み、 ドレイ ン制御信号 V c により制御される。 この ド レイ ン制 御信号 V c は、 変調器 2から高周波電力増幅器 4に供給される線形 変調波を結合器 3により分岐し、 その包絡線を包絡線検波器 5で検 出し、 この検波出力 V c ' を補正回路 6で補正することにより得ら れる。 '：
    [0012] この従来例装置は、 高効率の飽和形高周波電力増幅器を用いてい るので、 原理的に極めて高効率の線形増幅を行うことができる。 例 えば、 高周波電力増幅器 4 と して電力効率が 70%のものを用い、 直 流電圧制御回路 7 として電力効率が 75%の DC-DC コ ンバ一タを使用 すれば、 総合効率 50%以上で線形増幅を行う ことができる。
    [0013] 2図は補正回路 6の一例を示すプロ ッ ク構成図である。
    [0014] 包絡線検波器 5が高周波ダイォ― ドその他のアナ口グ非線形回路 部品を含み、 温度変動により検波特性が変化する。 そこで、 温度セ ンサ 64により現在の温度を求め、 この温度に基づいて演算回路 62に より包絡線検波器 5の検波出力 V c ' を補正する。
    [0015] 検波出力 V c ' は、 アナログ · ディ ジタル変換器 61によりデイ ジ タル化されて演算回路 62に入力される。 演算回路 62は、 温度センサ 64の出力に対応するダイ ォ一 ド特性補正値をダイォ一 ド特性メ モリ 65から読み出し、 その補正値により入力信号を補正する。 補正結果 は、 デイ ジタ ル · アナ nグ変換器 63によりアナ口グ信号に変換され て出力される。
    [0016] しかし、 従来の線形送 装 では、 包絡線検出器が高周波ダイォ — ドその他のアナ口グ非線形回路部品で構成されるため、 温度によ り検波特性が変化し、 製造バラツキによっても特性が変化する。 こ のため、 ド レイ ン制御信号の高精度化が困難であり、 ドレイ ンバイ ァスに誤差が生じて十分に歪を低減できないことがあった。
    [0017] この問題は、 補正回路を設けることにより解決できる。 しかし、 そのためには回路構成が複雑となり、 コ ス 卜が高くなる欠点があつ 本発明は、 以上の問題点を解決し、 複雑な補償回路を用いるこ と なく低歪で高 ¾率の線形電力増幅を行う線形送信装置を提供するこ とを目的とする。
    [0018] 〔発明の開示〕
    [0019] 本発明の線形送信装置は、 変調部に、 入力信号から変調波の同相 包絡線成分および直交包絡線成分を生成する複素包絡線生成回路と、 この同相包絡線成分および直交包絡線成分により変調波を発生する 直交変調器とを備え、 同相包絡線成分および直交包絡線成分から包 絡線を求めてバイ ァス手段に供給する包絡線生成手段を備えたこと を特徴とする。
    [0020] すなわち、 無線周波数帯でダイ才― ドその他のアナ口グ素子を用 いた包絡線検波器により包絡線を求めるのではなく、 ベースバンド 帯域でディ ジタル演算処理により包絡線を求める。 これにより、 ァ ナ πグ素子に起因する特性変化の問題が解決される。
    [0021] また、 ディ ジタル演算により ド レイ ン （またはコ レクタ） 制御信 号を得るので、 無調整で高安定かつ高精度の制御信号が得られ、 十 分な歪低減効果が得られる。 さらに、 L S I 化が容易となる。
    [0022] 包絡線生成手段は、 入力された同相包絡線成分および直交包絡線 成分からディ ジタル演算により包絡線を求める数値溃算プロセッサ を含むことができる。 また、 これとは別に、 包絡線生成手段として 入力された同相包絡線成分および直交包絡線成分に対してあらかじ め書き込まれている値を出力するメ モ リテーブルを用いることもで きる。
    [0023] ディ ジタ ル処理による遅延時間を補償するため、 高周波電力増幅 器に入力される変調波の波形とバイ.ァス電圧の波形とを時間的に一 致させる遅延時間調整手段を備えることが望ましい。
    [0024] 包絡線生成 ΐ段の出力振幅および位相を等化してバイァス手段に 供給す 周波数等化回路を備えることもできる。 これにより、 バイ ァス手段の周波数特性が広帯域化され、 高い変調周波数に対しても 十分な特性を得ることができる。
    [0025] 包絡線生成手段から出力された包絡線の信号レベルがあらかじめ 定められた値より小さいときにバイァス手段の出力電圧を一定値以 上に保持する最小バイァス電圧保持手段を舍むこともできる。 これ により、 入力信号の包絡線レベルが小さいときに、 高周波電力増幅 器のバイァス電圧を一定値以上に保持し、 増幅率を一定以上に保つ て出力の歪を削減することができる。
    [0026] 最小バイ ァス電圧保持手段は、 包絡線生成手段から出力された包 絡線の信号レベルがあらかじめ定められた値より小さいときにはほ ぼ一定値の信号をバイ ァス手段に供給し、 前記信号レベルが前記あ らかじめ定められた値より大きいときには前記信号レベルに実質的 に比例する信号をバイァス手段に供給する信号変換回路を含むこと が望ま しい。
    [0027] 高周波電力増幅器から出力される変調波の包絡線を求める出力検 波手段と、 この出力検波手段の出力と包絡線生成手段の出力との差 によりバイ ァス手段に供給される包絡線の信号レベルを補正する包 絡線補正手段を含むことができる。 あらかじめ入力変調波の包絡線 により電源電圧を制御し、 出力の歪をかなり低減させているので、 差信号の閉ループ利得は小さ く、 帰還形の誤差を小さ くでき、 負帰 還系を安定に動作させることができる。 これとは別に、 高周波電力増幅器から出力される変調波の包絡線 を求める出力検波手段と、 この出力検波手段の出力と包絡線生成手 段の出力との差により高周波電力増幅器に入力される変調波の振幅 を制御する入力制御手段とを備えることもできる。 この場合にも、 差により包絡線の信号レベルを補正する場合と同様に、 あらかじめ 基準の包絡線により電源電圧を制御して歪をかなり低減させている ので、 電源電圧を制御しないときと比較して入出力の包絡線による り帰還系の閉ループ利得を小さ くすることができる。 このため、 差 信号の帰還系に広帯域の周波数特性をもたせることができ、 十分な 振幅歪補償を実現できる。
    [0028] 高周波電力増幅器の電源 '圧を制御するだけでは、 増幅する信号 が高速のときには十分な歪補償が困難となり、 高速伝送が困難にな ることがある。 これは、 バイ アス手段として用いられる直流電圧制 御回路の周波数特性が、 そのスィ ッチング周波数に依存しているか らである。 このスィ ッチング周波数は現状では高々 1 MHz 程度であ り、 得られる帯域は 20〜30k llz 程度である。 このため、 これ以上に 高速の包絡線変動を行う変調波については十分な電圧制御を行うこ とができず、 大きな振幅歪補償を得ることはできない。 そこで、 残 留歪の補償を直流電圧制御回路を介さずに行う。 この場合には、 直 流電圧制御回路の周波数特性をそれほど考慮する必要はない。
    [0029] すなわち、 電圧の制御はある程度の歪低減と電力効率を改善する ために用いられ、 高精度の歪補償は、 入出力の包絡線から得た差信 号により電力増幅器の入力信号に振幅変調を施すことにより行う。 これにより、 歪を大幅に低減することができる。
    [0030] 高周波電力増幅器は多段接続された半導体増幅素子を含み、 この 多段接続された半導体増幅素子の最終段から出力される変調波の包 絡線を求める出力検波手段と、 この出力検波手段の出力と包絡線生 成手段の出力との差により初段または中段の半導体増幅素子のバイ ァス電圧を制御する手段とを備えることもできる。
    [0031] 出力検波手段を用いる場合には、 包絡線生成手段と出力検波手段 との特性差を補正する検波特性補正手段を備えることが望ましい。 検波特性補正手段は、 出力検波手段の特性と実質的に同一の非線形 性をもつ回路により包絡線生成手段の出力を補正する手段を舍むこ とが望ま しい。
    [0032] 〔図面の簡単な説明〕
    [0033] 第 1図は従来例を示すプロ ッ ク構成図。
    [0034] 第 2図は従来例に用いられる補正回路の一例を示すブ σ ック構成 図。
    [0035] 第 3図は本発明の第一実施例を示すプロ ッ ク構成図。
    [0036] 第 4図は複素包絡線生成回路の一例を示すブ π ック構成図。
    [0037] 第 5図は直交変調器の一例を示すブロ ッ ク構成図。
    [0038] 第 6図はド レイ ン制御信号生成回路の一例を示すブ ο ック構成図。 第 7図はド レイ ン制御信号生成回路の別の例を示すブ口ッ ク構成 図。
    [0039] 第 8図は本発明の第二实施例を示すブ口 ッ ク構成図。
    [0040] 第 9図は本発明の第三実施例を示すブ π ッ ク構成図。
    [0041] 第 10図は本発明の第四実施例を示すプロ ッ ク構成図。
    [0042] 第 11図は周波数等化回路の一例を示すプロ ッ ク構成図。
    [0043] 第 12図は周波数特性の一例を示す図。
    [0044] 第 13図は包絡線スぺク ト ラムの一例を示す図。
    [0045] 第 U図は本発明の第五実施例を示すプロ ック構成図。
    [0046] 第 15図は本発明の第六実施例を示すブ η ッ ク構成図。
    [0047] 第 16図は本発明の第七実施例を示すブ口 ッ ク構成図。
    [0048] 第 17図は高周波入力電圧に対して高周波電力増幅器の利得が一定 となる ド レイ ン電圧特性の一例を示す図。
    [0049] 第 18図は信号変換回路の一例を示す回路図。 第 19図は本発明の第八実施例を示すプロ ッ ク構成図。
    [0050] 第 20図は差信号生成回路の一例を示す回路図。
    [0051] 第 21図は直流増幅器の一例を示す回路図。
    [0052] 第 22図は補正回路の一例を示す回路図。
    [0053] 第 23図は包絡線検波 路の一例を示す回路図。
    [0054] 第 24図は包絡線検波回路の別の例を示す回路図。
    [0055] 第 25図はダイ才一ド特性の一例を示す図。
    [0056] 第 26図は信号変換回路の特性の一例を示す図。
    [0057] 第 27図は包絡線検波回路と して第 23図に示した回路を用いた場合 の信号変換回路の例を示す回路図。
    [0058] 第 28図は包絡線検波回路として第 24図に示した回路を用いた場合 の信号変換回路の例を示す回路図。
    [0059] 第 29図は本発明の第九実施例を示すプロ ッ ク構成図。
    [0060] 第 30図は電力制御回路の一例を示す回路図。
    [0061] 第 31図は電力制御回路の別の例を示す回路図。
    [0062] 第 32図は本発明の第十実施例の要部を示すプロ ッ ク構成図。
    [0063] 第 33図は第十実施例で用いられる電力制御回路の一例を示す図。 第 34図ないし第 37闵は包絡線検波をアナログで行う線形送信装置 の例を示す図であり、 それぞれ、 周波数等化を行う装置、 最小バイ ァス電圧保持を行う装置、 包絡線補正を行う装置および入力振幅制 御を行う装置のプロ ク構成図。
    [0064] 第 38図および第 39図は第 37図の回路の変形例を示すプロ ッ ク構成 第 40図ないし第 43図は特性例を示す図。 〔発明を実施するための最良の形態〕
    [0065] 第 3図は本発明第一実施例の線形送信装置を示すブ口ック構成図 C、&る。
    [0066] この装置は、 入力信号を振幅変調する変調部 20と、 この変調部 20 から出力された変調波をソース接地された電界効果ト ラ ンジスタに より増幅する高周波電力増幅器 4 と、 変調波の包絡線に実質的に比 例する直流電圧を高周波電力増幅器 4のバイ アス電圧として出力す る直流電圧制御回路 Ί とを備える。
    [0067] ここで本実施例の特徴とするところは、 変調部 20に、 入力信号か ら変調波の同相包絡線成分および直交包絡線成分を生成する複素包 絡線生成回路 21と、 この同相包絡線成分および直交包絡線成分によ り変調波を発生する直交変調器 24とを備え、 同相包絡線成分および 直交包絡線成分から包絡線を求めて直流電圧制御回路 7に供給する 包絡線生成手段と してドレイ ン制御信号生成回路 10を備えたことに
    [0068] ¾る ο
    [0069] 変調入力端子 1 にはベースバンド信号が入力され、 この信号が複 素包絡線生成回路 21に供給される。 電源端子 8には電源電圧が入力 され、 この電圧が直流電圧制御冋路 7 に供給される。 直交変調器 24 には、 搬送波発振器 25から搬送波が供給される。
    [0070] 変調部 20は包絡線および位相が変化する変調信号を発生する回路 であり、 例えば、 御代時博、 小野光洋、 青野達也共著、 「ボーレ一 ト可変 C SK変調器の開発」 、 昭和 63年電子情報通信学会春期全国大 会講演論文集、 分冊 B- 1 、 論文番号 SB--3- 2にもその使用例が見られ る。
    [0071] ここで、 変調波の搬送波角周波数を ω。 、 包絡線信号を R (t)、 変 調位相を とすると、 変調波 e (t)は一般的に、
    [0072] e (t) = R (t) · R e [ exp : j Φ (t) ] - exp [ j ω c t ] ]
    [0073] = Re [ E (t) · e Fi j O c t ] 〕 (1) と表される。 ただし、 Re 〔 f 〕 は関数 ίの実数部を表す。 E(t)は複 素包絡線であり、
    [0074] E(t)= I (t)一 j Q(t) (2)
    [0075] I (t) = R (t) cos0(t) Ί
    [0076] (3)
    [0077] Q(t)= R (t) s i n (t) J
    [0078] と表される。 I (t)、 Q(t)をそれぞれ同相包絡線成分、 直交包絡線成 分という。
    [0079] 複素包絡線生成回路 21は、 変調入力に応じた同相包絡線成分 I (t) および直交包絡線成分 Q(t)の値をディ ジタル処理により算出する。 この計算値をそれぞれディ ジタル · アナ口グ変換器 22、 23でアナ口 グ電圧に変換することにより、 I (t)、 Q(t)の波形が得られる。 これ らの波形を直交変調器 24に入力する。 この直交変調器 24は、 I (t)、 Q(t)にそれぞれ同相搬送波、 直交搬送波を乗算し、 これらを加え合 わせることにより e )を求める。
    [0080] ドレイ ン制御信号生成回路 10は、 複素包絡線生成回路 21で算出さ れた I (t)、 の値を用いて、
    [0081] R(t)二 { I (I)2 + Q(t)2 } 1/2 (4) により包絡線 R(t)を求める。 この包絡線 R(t)は、 そのまま、 あるい はドレィ ン制御が最適となるように補正を施した後に、 ディ ジダル • アナ口グ変換器によりアナ口グ電圧に変換され、 ドレイ ン制御信 号 Vc として直流電圧制御回路 7に入力される。
    [0082] 直流電圧制御回路 Ίは、 飽和形電力増幅器 4のドレイ ンバイ ァス 電圧をドレイ ン制御信号 Vc に比例して変化させる。
    [0083] このようにして、 飽和形電力増幅器 4の信号入力端子には直交変 調器 13の出力した変調波 e (t)が供給され、 ドレイ ン電圧は変調波 e (t)の包絡線に対応して制御される。 したがって、 高効率の飽和状態 を保ちながら線形増幅を行うことができ、 送信出力端子 9に歪の少 ない送信信号を得ることができる。 第 4図は複素包絡線生成回路 21の一例のブ n ッ ク構成図を示す。 この回路は、 二値 Ζ四値変換回路 211 と、 二つのロールオフフィ ルタ 212 、 213 とにより構成される。 一ルオフフ ィ ルタ 212 、 213 は、 例えば R〇Μで構成される。
    [0084] 第 5図は直交変調器 24の一例のプロ ック構成図を示す。
    [0085] この直交変調器 24は、 搬送波発振器 25から供給された搬送波の位 祀を Γ/2だけずらす 7τΖ 2移相器 241 と、 この 7τΖ 2移相器 241 を 経由しない搬送波と経由した搬送波とをそれぞれベースバンド信号 I (t)、 Q(t)に乗算する乗算器 242 、 243 と、 この二つの乗算器 242 、 243 の出力を加算する加算器 244 とを備える。
    [0086] 第 6図はド レイ ン制御信号生成回路 10の一例のブ口 ッ ク構成図を 示す。 ここでは、 数値演算プロセッサ 101 を用いた構成を示す。
    [0087] 数値演算プ セ ッサ 101 は、 入力された同相包絡線成分 I (t)およ び直交包絡線成分 Q(Uから、 （4)式にしたがって包絡線 R(t)を求め、 これをそのまま、 あるいは若干の補正を加えてデイ ジタル · アナ口 グ変換器 102 に出力する。 ディ ジタル · アナログ変換器] 02 は、 こ の信号をアナ口グ電圧に変換して出力する。
    [0088] 第 7図はド レイ ン制御信号生成回路 10の他の例を示す。 この例は、 数値潢算プロセッサ ΐϋΐ の代わりにメモ リ テーブル 103 を用い、 構 成を簡略化したものである。
    [0089] ここで、 同相包絡線成分 I (t)および直交包絡線成分 Q(t)の値がそ れぞれ mビッ トのデータで表されているとする。 メ モ リテーブル 103 には読み出し専用メ モ リ またはラ ンダムアクセスメ モ リが用いられ、 その了 ド レ ス A D 〜Am- , には同相包絡線成分 I (t)のデータが入力 され、 ァドレス 〜A 2m- lには直交包絡線成分 Q(t)のデータが入 力される。 メ モ リテーブル 103 の各ア ド レス には、 同相包絡線成分 I (t)、 直交包絡線成分 Q(t)のデータに対応する包絡線 R(t)の値、 ま たはそれを補正した値があらかじめ書き込まれている。 したがって、 メ モ リテーブル 103 の出力をディ ジタル ' アナ口グ変換器 102 によ りアナ口グ電圧に変換すれば、 第 6図に示した構成と同一の動作を 簡単な構成で実現できる。
    [0090] このように本実施例は、 変調部 20の複素包絡線情報に基づいて、 ディ ジタル処理により ド レイ ン制御信号 V c を発生する。 したがつ て、 高精度かつ温度変動や製造バラツキに影響されにく い高安定な ド レイ ン制御信号 V c を得ることができる。 また、 ド レイ ン制御信 号生成回路 10が複素包絡線生成回路 21と同じくディ ジタル回路で構 成されるので、 変調部 20のべ一スバンド処理部を含めた形で容易に L S I 化することができ.、 部品点数の削減に有効である。
    [0091] 第 8図は本発明第二実施例線形送信装置のブ π ッ ク構成図である。 この実施例は、 ドレイ ンバイ ァスと変調波 e (t)との間の遅延時間 調整を行う点が第一実施例と異なる。
    [0092] ドレイ ン制御によつて歪を十分に小さ くするには、 直流電圧制御 回路 7が出力する ドレイ ンバイァス電圧 V D ' の時間波形と、 直交 変調器 24から出力される変調波 e (t)の包絡線波形とが、 時間的に正 確に対応している必要がある。 しかし、 現実には、 直流電圧制御回 路 7が有限の周波数帯域をもち、 遅延が生じる。 このため、 ドレイ ンバイァス電圧の波形と変調波 e (t)の包絡線波形とが飽和形電力増 幅器 4内の増幅素子において時間的に一致せず、 低歪効果が不十分 となることがある。
    [0093] そこで本実施例では、 変調部 20内に設けられたディ ジタル · アナ ログ変換器 22、 23の入力側に、 それぞれデータ遅延回路 26、 27を挿 入する。 これにより、 直流電圧制御回路 7 における遅延を相殺し、 十分な歪低減効果を得ることができる。
    [0094] データ遅延回路 26、 27としては、 シフ ト レジスタその他を用いる ことができる。
    [0095] 第 9図は本発明第三実施例線形送信装置のブ π ッ ク構成図である, 第一実施例の構成において、 直交変調器 24の出力に、 変調波以外 のスプリァス成分を除去するために狭帯域の帯域通過フィルタが揷 入されることがある。 その場合には、 その帯域通過フ ィ ルタにおけ る遅延時間が直流電圧制御回路 7における遅延時間より大きくなる ことがある。 このような場合には、 ド レイ ンバイ アス電圧を遅延さ せる必要がある。
    [0096] 第 9図に示す実施例はこのような場合に適した構成であり、 ドレ ィ ン制御信号生成回路 10内のディ ジタル · アナ グ変換器 102 の入 力側にデータ遅延回路 104 が挿入されたことが第一実施例と異なる。 また、 メ モ リ テーブル 103 または数値演算プロセッサ 101 の前段に データ遅延回路を挿入してもよい。
    [0097] このように、 第二実施例および第三実施例では、 回路各部の遅延 が無視できない場合でも、 データをディ ジタル的に遅延させて遅延 時間を調整し、 十分な歪低減効果を得ることができる。
    [0098] また、 遅延線などのアナログ'回路で実現することもできる。 その 場合には、 D Z A変換器 22、 23の出力、 直交変調器 24の出力、 ドレ ィ ン制御信号生成回路 10の出力、 直流電圧制御回路 7の入力または 直流電圧制御回路 7の出力に挿入する。
    [0099] 以上の実施例において、 直流電圧制御回路 7は、 入力電圧に対し 一定の出力を得るため、 極めて低い周波数を増幅する構成となって いる。 このため、 入出力の遮断周波数は非常に小さ く、 lOKllz 程度 である。 よって、 この遮断周波数より高い周波数で変動する変調波 信号の増幅器においては、 直流電圧制御回路 7は変調波信号の変化 に追随できない。 その結果出力には歪みが発生する。 例えば、 スィ ツチングレギユレータの周波数特性はレギユレ一タ内の制御用スィ ッチ周波数ゃフ ィ ルタなどに依存する。 この周波数特性を改善する ためには制御用スィ ツチ周波数を高くすればよいが、 スィ ツチであ る ト ラ ンジスタやダイ オー ドのスィ ッチング特性により高々 500KHz 程度である。 このため十分な周波数特性を得ることが困-難であり、 その結果変調周波数の高い変調波信号に対しては十分な線形送信装 置を実現できない。
    [0100] 以下の実施例 （第四実施例ないし第六実施例） は、 これらの欠点 を除去し、 簡易な構成で等価的に入出力の周波数特性を広帯域化す るものである。
    [0101] 第 10図は本発明第四実施例線形送信装置のプロ ッ ク構成図を示す。 この実施例は、 ドレイ ン制御信号生成回路 10の出力振幅および位 相を等化して直流電圧制御回路 7 に供給する周波数等化回路 11を備 えたことが第 3図に示した第一実施例と異なる。
    [0102] 第 11図は周波数等化回路 11の詳細を示すブ πッ ク構成図である。 この周波数等化回路 1 1は、 抵抗 R , 〜R 6 と、 コ ンデンサ C , お よび C 2 と、 演算増幅器 112 および 113 とを含んで構成される。 そ して、 抵抗 R , および R s の一端は入力端子 111 に接続され、 抵抗 R , の他端は抵抗 R 2 、 コ ンデンサ C , および C 2 の一端に共通接 続され、 抵抗 R 2 の他端は接地され、 コ ンデンサ C , の他端は抵抗 R 3 の他端および抵抗 K 4 の一端とともに演算増幅器 112 の出力に 接続され、 コ ンデンサ C 2 の他端は抵抗 R 3 の一端とともに演算増 幅器 112 の反転入力端子に接続され、 潢算増幅器 112 の非反転入力 端子は接地され、 抵抗 R 4 の他端は抵抗 R 5 の一端および抵抗 R 6 の他端とともに演算増幅器 113 の反転入力端子に接続され、 演算増 幅器 13の非反転入力端子は接地され、 演算増幅器 13の出力は抵抗 R : の他端および出力端子 114 に接続される。
    [0103] 次に、 本実施例の動作について第 12図を参照して説明する。 ここ で第 12図は、 直流電圧制御回路 7の周波数特性を周波数等化前と後 とで示し、 さらに周波数等化回路 11の周波数特性を示したものであ 0
    [0104] 第 12図において、 曲線 Aは周波数等化前の直流電圧制御回路 7の 周波数特性を示し、 その遮断周波数は ΙΟΚΗζ 以下である。 これに対 し周波数等化回路 11の周波数特性は、 周波数等化の結果第 12図の曲 線 Bのようになり、 高周波域で振幅が大となる特性を有している。 この等化信号は直流電圧制御回路 7に入力され、 その結果、 直流電 圧制御回路 7の周波数特性は第 12図の曲線 Cに示すように髙域特性 が改善され、 遮断周波数は 50KHz 以上となる。 この改善された直流 電圧制御回路 7の出力電圧により、 電力増幅器 4のドレイ ン電圧 V D が制御されるので、 高速の変調波信号を増幅することが可能となる。
    [0105] なお、 このような周波数特性を有する周波数等化回路 11は、 第 11 図にその一例を示したように、 演算増幅器、 抵抗およびコ ンデンサ を含んで簡単に構成される （ウイ リアム著、 加藤監訳 「電子フ ィ ル タ」 マグロウ ヒル社、 参照） 。
    [0106] 第 13図は、 Q P S K変調方式における包絡線信号のスぺク ト ラム の一例、 すなわち式 (4)の包絡線信号 R (l)の周波数分布を示す特性図 である。 ただし、 ロ ール ♦ オフ = 0. 5 、 伝送速度は 32Kb/sである。 電力増幅器 4の振幅歪を 50d B以下に抑えるためには、 直流電圧制御 回路？の周波数特性は、 直流成分より 50d B低いスぺク ト ラ ム成分ま で含む必要がある。 よって、 この場合約 40〜50Κ11 ζ までの帯域が必 要であることが分かる。 そして、 既に第 12図で説明したように、 直 流電圧制御回路 7 は遮断周波数が約 50Κ11ζ 以上であり、 十分にこの 要求を満足している。
    [0107] このように、 直流電圧制御回路 7の入出力の周波数等化を行うこ とにより、 回路動作を簡易な構成で高速化できる。
    [0108] 第 14図は本発明の第五実施例を示すブ π ッ ク構成図であり、 第 15 図は本発明の第六実施例を示すブ u ック構成図である。
    [0109] 第 10図に示した第四実施例のように、 直流電圧制御回路 Ίに周波 数等化回路 10を挿入すると、 電力増幅器 4のド レイ ン電圧 V D の位 相と、 変調器部 2から出力される信号の包絡線位相との間に、 相対 的な遅れ進みが生じる。
    [0110] 第五実施例は、 電力増幅器 4のド レイ ン電圧 V D の位相が、 電力 増幅器 4の変調波入力信号の包絡線位相よりが遅れている場合に対 するものである。 この場合には、 第 8図に示した第二実施例と同様 に、 複素包絡線生成回路 21と直交変調器 24との間にシフ ト レジスタ 等で構成された遅延回路 26、 27を挿入し、 変調波信号を遅延させて 電力増幅器 25のド レイ ン電圧 V D の位相に一致させる。 これにより、 ド レイ ン電圧 V D の制御遅延による歪みを少なくすることができる。 また、 進み遅れが反対になる場合、 電力増幅器 4のド レイ ン電圧 V D が進む場合には、 遅延回路 26および 27をド レイ ン制御信号生成 回路 10の入力側に揷入する。 また、 第 9図に示した第三実施例と同 様に、 ドレイ ン制御信号生成回路 10内で遅延させることもできる。
    [0111] これらの遅延は、 第三実施例の説明で述べた同様に、 アナログ回 路により実現することもできる。
    [0112] 以上の実施例において、 能動素子を用いて電力増幅器を構成した 場合、 そのバイ ァス電圧を低く していく と、 ある電圧レベル V T Hよ り小さいところでは能動素子が作動しなくなる。 すなわち、 電力増 幅器の利得が 0 d B以下となる。 これは、 電力低下により増幅率 （電 界効果ト ラ ンジスタでは相互コ ンダクタ ンス、 ノ ィポーラ ト ラ ンジ スタでは電流増幅率） が大き く低下するためである。 したがって、 電圧レベル V T H以下のバイァス電圧では、 入力信号に対して電力増 幅器が動作しない。
    [0113] これに対して変調波は、 かなり小さいレベルまで変化することが ある。 このような信号の包絡線により電力増幅器のバイ ァス電圧を 制御すると、 利得特性が 0 d B以下となるバイァス電圧を電力増幅器 に印加することになる。 このため、 高周波出力信号に歪が生じてし まう。
    [0114] すなわち、 変調波の包絡線にしたがって電力増幅器のバイ ァス電 圧を制御することによりこの電力増幅器を高効率で線形に動作させ る場合に、 バイァス電圧がそれ以下では増幅率が 0 dB以下となる電 圧レベル V T Hが存在するため、 出力に大きな歪が発生することがあ る
    [0115] このような問題を解決し、 入力信号レベルが小さい場合でも線形 性を保つことのできる実施例について、 以下に説明する。
    [0116] 第 16図は本発明第七実施例を示すプロ ッ ク構成図である。
    [0117] この実施例は、 包絡線の信号レベルがあらかじめ定められた値に より小さいときに直流電圧制御回路 7の出力電圧を一定値以上に保 持する最小バイァス電圧保持手段として、 信号変換回路 12を備えた ことが第 3図に示した第一実施例と異なる。
    [0118] 第 17図は高周波入力電圧に対して電力増幅器 4の利得が一定とな る ド レイ ン電圧特性の例を示す。
    [0119] 第 17図において一点銷線は、 ド レイ ン電圧がある値 （第 17図の例 では約 2 V ) 以上のときに電力増幅器 4が動作し、 しかも高周波入 力電圧と ド レイ ン電圧との関係がほぼ線形の場合を示す。 この場合 には、 包絡線検波器 5の出力を適切な増幅率で増幅するとともに、 その電圧レベルをシフ ト させれば、 電力増幅器 4の線形性を保つこ とができる。
    [0120] これに対して、 第 17図において実線で示したように、 ド レイ ン電 圧特性が高周波入力電圧に対して非線形であり、 入力電圧が小さい 領域ではほぼ一定のドレイ ン電圧を必要とする場合がある。 このよ うな場合には、 第 17図に破線で示した折線で近似する。 すなわち、 高周波入力電圧が V s 以下のときには一定値 V。 のド レイ ン電圧が 必要になり、 入力電圧が V s を越えたときには高周波入力電圧に対 して線形に増加する ド レイ ン電圧が必要になると近似する。 このよ うな特性を得るための信号変換回路の一例を第 18図に示す。
    [0121] 入力端子 1201にはドレイ ン制御信号生成回路 10の出力した包絡線 信号が供給される。 この入力端子 1201は抵抗器 1202を介して演算増 幅器 1203の反転入力に接続される。 演算増幅器 1203の非反転入力は 接地される。 演算増幅器 1203の出力は、 ダイオー ド 1204のアノ ード と、 ダイオー ト 1205の力ソー ドとに接続される。 ダイオー ド 1205の カソー ドは演算増幅器 1 203の反転入力に接続される。 この反転入力 にはさらに、 抵抗 1206を介して電圧一 V s が供給される。 抵抗 1206 と演算増幅器 1203の接続点は、 抵抗 1208を介してダイォ一ド 1205の ァノ 一ドに接続される。 ダイォ一ド 1205のァノ ー ドはさらに、 抵抗 1208を介して演算増幅器 1209の反転入力に接続される。 演算増幅器 1209の非反転入力には電圧 V。 が供給される。 潢算増幅器 1209の出 力は、 抵抗 1210を介して反転入力に帰還接続されるとともに、 出力 端子 121 1を介して直流電圧制御回路 7 に出力される。
    [0122] 入力端子 1201の信号レベルが電圧 V s 以下のときには、 ダイォー ド 1204が導通、 ダイオー ド 1205が非導通となり、 溃算増幅器 1203は 利得が 「 1 」 の正相増幅器となる。 演算増幅器 1203の非反転入力は 接地されているため、 その出力は零電位となる。 このため、 電圧一 V s が抵抗 1206および 1207を介して抵抗 1208に印加される。
    [0123] 入力端子 1201の信号レベルが電圧 V s を越えると、 ダイ オー ド 1204 が非導通、 ダイ オー ド 1205が導通となり、 演算増幅器 1203が反転増 幅器として動作する。
    [0124] 演算増幅器 1209は、 オフセッ ト電圧 V。 を加えて抵抗 1208からの 信号を増幅する。 この増幅された信号を出力端子 1211を介して直流 電圧制御回路 7 に供給することにより、 電力増幅器 4の ド レイ ンバ ィ ァス電圧を第 17図に破線で示したように制御できる。 高周波入力 電圧が V s を越えたときの傾きについては、 抵抗 1207および 1210の 値を選択することにより設定できる。
    [0125] 第 19図は本発明の第八実施例を示すプロ ック構成図である。
    [0126] この線形送信装置が第--実施例と異なるのは、 電力増幅器 Ίから 出力される変調波の包絡線を求める出力検波手段として方向性結合 器 13および包絡線検波器 14を備え、 この包絡線検波器 14の出力と ド レイ ン制御信号生成回路の出力との差により直流電圧制御回路 7に 入力される ド レイ ン制御信号生成回路の出力信号を補正する包絡線 補正手段として差信号生成回路 15、 直流増幅器 16および補正回路 17 を備え、 さらに、 ドレイ ン制御信号生成回路 10と包絡線検波回路 14 との特性差を補正する検波特性補正手段として信号変換回路 18を備 えたことである。 ここでは、 ドレイ ン制御信号生成回路を包絡線生 成回路 100 と D Z A変換器 102 とで表す。 包絡線生成回路 100 は、 上述した数値渲算プロセッサ 101 またはメ モ リテーブル 103 と同等 の回路である。
    [0127] 一般に高周波電力 幅器は、 製造上のばらつきや周囲温度により その特性が変化する。 これを改善するため本実施例では、 出力側の 包絡線と入力側の包絡線とを比較し、 直流電圧制御回路 7への制御 信号を補正する。 すなわち、 差信号生成回路 15により入力に対する 出力の誤差を求め、 直流増幅器 16を介して補正回路 17に供給する。 補正回路 17は、 直流増幅器 16の出力により、 D Z A変換器 102 から 直流電圧制御回路 Ίに供給される制御信号を補正する。 補正回路 17 と しては加算または減算を行う演算回路を用い、 高周波電力増幅器 7の振幅特性が線形となるように、 入力側の包絡線信号を小さ く、 または大きくする。
    [0128] このような構成において、 例えば歪を 50d B抑圧する場合には、 入 力側の包絡線生成回路 1 00 および D Z A変換器 102 からなる ドレイ ン制御信号生成回路の出力により電源電圧を制御することで 20〜30 d B程度の歪抑圧が可能であるため、 帰還系の歪抑圧量は 20〜30dB程 度で十分である。 このため、 直流増幅器 16に要求される利得は髙々 20〜30d B程度である。 このように本実施例は、 ループ利得が小さい 非常に安定な負帰還系を利用できる。 第 20図ないし第 22図は、 それぞれ差信号生成回路 15、 直流増幅器 16および補正回路 17の回路構成例を示す。
    [0129] 差信号生成回路 15は入力端子 151 、 152 および出力端子 158 を備 え、 演算増幅器 156 と抵抗 153 、 154 、 155 および 157 とにより構 成される。 入力端子 151 、 152 には、 D Z A変換器 102 の出力と、 包絡線検波器 14の出力とが別々に供給される。 入力端子 151 、 152 の信号は、 それぞれ抵抗 153 、 15 を介して演算増幅器 156 に供給 される。 渲算増幅器 156 の非反転入力は抵抗 155 を介して接地され、 出力は抵抗 157 を介して反転入力に接続される。
    [0130] 直流増幅器 16は入力端子 162 および出力端子 168 を備え、 演算増 幅器 166 と抵抗 163 、 164 、 165 および 167 とにより構成される。 入力端子 162 には差信号生成回路 15の出力が供給され、 抵抗 164 を 介して演算増幅器 166 の非反転入力に供給される。 演算増幅器 166 の非反転入力はさらに、 抵抗 165 を介して接地される。 演算増幅器 166 の反転入力は抵抗] 63 を介して接地され、 出力は抵抗 167 を介 して反転入力に接続される。
    [0131] 補正回路 17は入力端子 171 、 172 および出力端子 178 を備え、 渲 算増幅器 176 と抵抗 173 、 174 、 175 および 177 とにより構成され る。 入力端子 171 、 172 には D Z A変換器 102 の出力と直流増幅器 16の出力とがそれぞれ供給される。 入力端子 171 、 172 の信号は、 それぞれ抵抗 173 、 174 を介して演算増幅器 176 に供給される。 演 算増幅器 176 の非反転人力は抵抗 175 を介して接地され、 出力は抵 抗 177 を介して反転入力に接続される。
    [0132] ここで、 包絡線生成回路 100 および D Z A変換器 102 により得ら れる包絡線は線形信号であるのに対し、 包絡線検波器 14により得ら れる包絡線は非線形特性の影響を含むことを考慮する必要がある。 二つの包絡線を正確に比較するには、 包絡線検波器 14の非線形特性 を相殺する必要がある。 そこで、 D Z A変換器 102 と差信号生成回路 15との間に、 包絡線 検波器 14と同じ構成または実質的に同一特性を実現できる構成の信 号変換回路 18が挿入される。 この信号変換回路 18により、 差信号生 成回路 15の出力から包絡線検出器 14の検波特性の影響が相殺され、 入力の包絡線信号と出力の包絡線信号との差分が出力される。
    [0133] 第 23図'および第 24図に包絡線検波回路 14の一例の回路図をそれぞ れ示す。
    [0134] 包絡線検波回路としては、 従来から、 ダイォ一 ドを用いたものや、 ト ラ ンジスタを用いたものが知られている。 第 23図にダイオー ドを 用いた回路を示し、 第 24図はト ラ ンジスタを用いた回路を示す。
    [0135] 第 23図に示した回路では、 変調波入力端子 1401がコ ンデンサ 1402 を介してダイォ一 ド 1405のァノ一ド端子に接続され、 ダイォ一 ド 1405 の力ソ―ド端子は出力端子 1408に接続される。 ダイォ一ド 1405には さらに、 電源 1404からのバイ アス電圧が、 抵抗 1 403、 1407を介して 供給される。 ダイォ一 ド 1405の出力側はコ ンデンサ 1406を介して接 地される。
    [0136] 変調波入力端子 1401に入力された変調波は、 コ ンデンサ 1402によ り直流分がカ ツ ト され、 ダイオー ド 1405に入力する。 このとき、 ダ ィォー ド 1405のァノ一ド電圧より高い成分のみがコ ンデンサ 1406に 通電し、 搬送波が半波整流される。 コ ンデンサ 1406は、 搬送波をバ ィパスし、 包絡線のみを出力端子 1408に出力する。
    [0137] 第 24図に示した回路では、 変調波入力端子 1411が直流カ ツ ト用の コ ンデンサ 1412を介して ト ラ ンジスタ 1413のべ一ス端子に接続され る。 電源端子 1 414は、 ベース電圧バイ アス用の抵抗 1415、 1416を経 由して接地され、 二つの抵抗 1415、 1416の接続点が、 ト ラ ンジスタ 1413のベース端子に接続される。 電源端子 1414と接地点との間には また、 コ レクタ · ェ ミ ツタ問バイァス用の抵抗 1417、 1418を介して ト ラ ンジスタ 1413が挿入される。 バイ ァス安定化用の抵抗 1418には、 直流成分のみが印加されるように、 交流バイパス用のデンサ 1419が 並列に接続される。 ト ラ ンジスタ 1413のコ レクタ端子は、 コ ンデン サ 1420を介して接地されると共に、 出力端子 1421に接続される。
    [0138] 変調波入力端子 1411に入力された変調波は、 ト ラ ンジスタ 1413に おけるベース ♦ ェ ミ ツタ間のダイォード特性により半波整流され、 コ レクタ端子に出力される。 この出力の搬送波はコ ンデンサ 1420に より除去され、 出力端子 1421には包絡線のみが出力される。 この出 力信号にも、 ダイオー ドによる包絡線検波の場合と同様に、 ベース • ェ ミ ツ タ間のダイォー ド特性が重畳される。
    [0139] 第 25図にダイォ一 ド特性の一例を示し、 第 26図に信号変換回路 18 の特性の一例を示す。
    [0140] 包絡線検波回路 14内のダイォ一ドが第 25図に示す特性を示すとき、 信号変換回路 18内にも同じ特性のダイオードを設け、 このダイォ一 ドに、 D Z A変換器 102 の出力した包絡線信号にバイ アス電圧を加 えて入力する。 このとき信号変換回路 18の出力には、 ダイオードの 非線形特性を有する包絡線信号が出力される。 この信号を用い、 出 力側の包絡線信号との差信号を生成することにより、 差信号からダ ィ ォー ド特性が相殺される。
    [0141] 第 27図および第 28図はそれぞれ信号変換回路 18の一例の回路図で ある。 第 27図に示した回路は包絡線検波回路 14として第 23図に示し た回路を用いた場合のものであり、 その回路の直流力ッ ト用コ ンデ ンサ 1402を除去した回路そのものである。 また第 28図に示した回路 は、 包絡線検波回路 14として第 24図に示した回路を用いた場合のも のであり、 その回路の直流カ ツ ト用コ ンデンサ 1412を除去した回路 そのものである。
    [0142] このように、 信号変換回路 18に用いる半導体素子を包絡線検波回 路 14のものとほぼ同一のものとすることにより、 誤差なく差信号を 生成できる。 搬送波除去用のコ ンデンサ 1406、 1420の有無は特性に 影響しない。
    [0143] 第 29図は本発明の第九実施例を示すプロッ ク構成図である。
    [0144] この実施例は、 電力増幅器 4の入力包絡線と出力包絡線との差を 利用する点では第 19図に示した第八実施例と同等であるが、 この差 により電力増幅器 4の入力振幅を制御することが第八実施例と異な る o
    [0145] すなわち、 直交変調器 24と電力増幅器 4 との間に電力制御回路 19 が揷入され、 この電力制御回路 19は、 差信号生成回路 15の出力にし たがって電力増幅器 4 に人力される変調信号の振幅を制御する。
    [0146] 第 19図は電力制御回路 19の一例を示す回路図である。 この例は、 P I Nダイォ一ドを用いた構成を示す。
    [0147] 変調波入力端子 1902には直交変調器 24からの変調信号が供給され、 制御端子 1908には直流増幅器 16を介して誤差信号が入力される。 出 力端子 191 1は電力増幅器 4に接続される。
    [0148] 電源端子 1901は抵抗 1903を介して P I Nダイォ一ド 1912に接続さ れる。 変調波入力端子 1 902はバイパス用のコ ンデンサ 1904、 1905を 介して P I Nダイォー ド 1909のァノ一ド端子に接続され、 コ ンデン サ 1904と 1905との接続点に抵抗 1903と P I Nダイォー ド 1902との接 続点が接続される。 P I Nダイォ一 ド 1909のァノ一ド端子はまた、 チョークコィル 1906¾介して制御端子 1908に接続され、 この制御端 子 1908はバイパス用のコ ンデンサ 1907を介して接地される。 P I N ダイ ォ一 ド 1909の力ソ― ド端子は、 バイパス用のコ ンデンサ 1910を 介して出力端子 1911に接続され、 抵抗 1915を介して接地される。 P I Nダイォー ド 1912の力ソ一ド端子は、 P I Nダイォード 1913のァ ノ ― ド端子に接続され、 コ ンデンサ 1914を介して接地される。
    [0149] この回路では、 制御端子 1908の制御電圧により、 P I Nダイォ一 ド 1909、 1912および 1913の高周波抵抗が変化する。 このため等価的 に 7Γ形抵抗減衰器となり、 高周波電力が減衰する。 第 31図は電力制御回路の別の例を示す回路図であり、 デュアルゲ ― ト F E Tを用いた構成を示す。
    [0150] 制御端子 1921には直流増幅器 16を介して誤差信号が入力される。 変調波入力端子 1924には直交変調器 24からの変調信号が供給される。 出力端子 1939は電力増幅器 4に接続される。 電源端子 1933には電源 電圧が供給される。
    [0151] 制御端子 1921は抵抗 1922を介してデュアルゲ一 ト F E T 1928の一 方のゲー ト端子に接続され、 抵抗 1922とゲ一 ト端子との接続点がバ ィパス用のコ ンデンサ 1923を介して接地される。
    [0152] 変調波入力端子 1924は、 バイパス用のコ ンデンサ 1925および整合 用のィ ンダクタ 1927を経由して、 デュアルゲー ト F E T 1928の他方 のゲー ト端子に接続される。 コ ンデンサ 1925とィ ンダクタ 1927との 接続点は、 整合用のキャパシタ 1930を介して接地される。
    [0153] ィ ンダクタ 1927とデュアルゲー ト F E T 1928との接続点には、 電 源端子 1933の電圧が、 抵抗 1931および 1932により分圧され、 チョー クコィル 1929を介して供給される。 チョークコィ ル 1929、 抵抗 1931 および抵抗 1932の接続点はバイパス用のコ ンデンサ 1930を介して接 地される。
    [0154] デュ了ルゲー ト F E T 1928のソ一ス端子は接地され、 ドレイ ン端 子には電源端子 1933の電圧がチヨークコィル 1934を介して供給され る。 電源端子 1933とチヨークコィル 1934との接続点はバイパス用の コ ンデンサ 1935を介して接地される。 デュアルゲ一 ト F E T 1928の ドレイ ン端子はまた、 軟合用のィ ンダクタ 1936、.バイパス用のコ ン デンサ 1938を介して出力端子 1939に接続される。 ィ ンダクタ 1936と コ ンデンサ 1938との接続点は、 整合用のキャパシタ 1937を介して接 地される。
    [0155] 変調波入力端子] 924から入力された変調波は、 デュアルゲー ト F E T 1928により増幅される。 このとき、 電力利得が制御端子 1921に 印加される電圧により変化する。 これは、 第二ゲー 卜の電圧により デュアルゲー ト F E T】928の相互コ ンダクタ ンスが変化するからで ある。 これにより、 高精度の振幅制御が可能である。
    [0156] 第 32図は本発明の第十実施例の要部を示すプロ ック構成図である。 本実施例では、 二段構成の電力増幅器 4 ' を用い、 電力制御回路 19' により初段増幅器で信号レベルを制御する。
    [0157] 直流電圧制御回路 7には、 直流電源端子 6からの直流電圧と、 D Z A変換器 102 からの包絡線信号とが供給される。 電力制御回路 19' には、 直流電源端子 8からの直流電圧と、 直流増幅器 16により増幅 された差信号とが供給される。
    [0158] 電力増幅器 4 ' の高周波入力端子 401 には、 直交変調器 24の出力 が供給される。 直流電圧制御回路 7からのバイ アス電圧は、 電力増 幅器 7の最終段のド レイ ンバイァス端子 403 に接続される。 電力制 御回路 19' の出力は電力増幅器 4 ' の初段のド レイ ンバイ アス端子 402 に接続される。
    [0159] 高周波入力端子 40 ] は、 入力整合回路 404 を介して F E T 405 の ゲ一 ト端子に接続される。 F E T 405 のド レイ ン端子はチヨークコ ィ ル 406 を介して ド レィ ンバイ ァス端子 402 に接続され、 ソ ース端 子は接地される。 F E T 405 のドレイ ン端子はまた、 段間整合回路 407 を介して F E T 408 のゲー ト端子に接続される。 F E T 408 の ドレイ ン端子はチヨークコィル 409 を介してドレイ ンバイァス端子 403 に接続され、 ソ 一ス端子は接地される。 F E T 408 のド レイ ン 端子はまた、 出力整合回路 4 10 を介して高周波出力端子 41 1 に接続 される。
    [0160] 電力制御回路 19' は、 F E T 405 のド レイ ンバイ アスを制御する c これにより F E T 405 の電力利得が変化し、 F E T 408 には差信号 により変調された信号が供給される。 このようにして、 電力増幅器 4 ' 全体として、 より精度の高い振幅補償を行う ことができる。 5 第 33図はこの実施例で用いられる電力制御回路 19' の一例を示す 回路図である。
    [0161] 電源端子 1941には直流電源端子 8から直流電圧が供給される。 電 源端子 1941は ト ラ ンジスタ 1942のコ レクタ · ェ ミ ッタを介して出力 端子 1943に接続される。 ト ラ ンジスタ 1942のヱ ミ ッタ端子は電圧分 割用の抵抗 1944、 1945を介して接地され、 抵抗 1944、 1945の接続点 が溃算増幅器 1946の反転入力に接続される。 演算増幅器 1946の非反 転入力には、 増幅された差信号が制御端子 1947を介して供給される。 演算増幅器 1946の出力はト ラ ンジスタ 1942のベース端子に接続され る o
    [0162] ト ラ ンジスタ 1942は、 電源端子 1941に印加された直流電圧を制御 し、 これを出力端子 1943に供給する。 演算増幅器 1946は、 出力端子 1943の電圧の分圧電圧と、 制御端子 1947から入力された制御電圧と を比較し、 その差を ト ラ ンジスタ 1942のベース端子に供給する。 こ れにより出力端子 1943には、 精度の高い電圧が出力される。 この出 カ電压は、 ドレイ ンバイ アス端子 402 に供給され、 F E T 405 に変 調を加える。
    [0163] このように、 送信系の増幅器の電力利得を電圧制御することによ り、 送信系全体として振幅をより高精度に制御する。
    [0164] 直流電圧制御回路 7 に供給する包絡線信号の周波数等化、 電力増 幅器 4に対する最小バイ ァス電圧の保持、 電力増幅器 4の入力側と 出力側との包絡線の差による包絡線信号の補正および包絡線の差に よる電力増幅器 4の入力振幅の制御については、 包絡線検波をアナ 口グ処理により行った場合にも利用できる。 このような例を以下に 示す。
    [0165] 第； H図は第 10図に示した第四実施例と同等の周波数等化を行う線 形送信装置のプロ ッ ク構成図である。
    [0166] 変調器 2の出力は、 第 1図に示した従来例と同様に、 結合器 3に より分岐され、 包絡線検波器 5により検波され、 さらに、 補正回路 6 により補正される。 この補正回路 6の出力が周波数等化回路 11を 介して直流電圧制御回路 7に供給される。 したがって、 この場合に も、 高速変調波信号の増幅が可能となる。
    [0167] 第 35図は第 16図に示した第七実施例と同等の最小バイ ァス電圧保 持を行う線形送信装置のブ π ッ ク構成図である。
    [0168] この場合にも、 結合器 3および包絡線検波器 5により得られた包 絡線に対して、 信号変換回路 12により第 17図に示したような信号変 換を行う。 これにより、 包絡線信号レベルが小さいときでも、 出力 の歪を削減できる。
    [0169] 第 36図は第 19図に示した第八実施例と同等の包絡線補正を行う線 形送信装置のブ u ッ ク構成図である。
    [0170] この場合に、 電力増幅器 4の入力側の包絡線検波器 5 と出力側の 包絡線検波器 14とが同一回路構成であれば、 内部の半導体素子が非 線形性をもっていても、 差信号を生成するときに相殺できる。 した がって、 第 19図に示したような信号変換回路は不要である。
    [0171] 第 37図は第 29図に示した第九実施例と同等の入力振幅制御を行う 線形送信装匿のブ u ッ ク構成図である。
    [0172] この場合にも、 包絡線検波器 5 と 14とが同一回路構成であれば、 非線形性を相殺でき、 信号変換回路は不要である。
    [0173] 第 38図および第 39図は第 37図に示した例の変形例を示すプロ ッ ク 構成図である。
    [0174] 第 38図に示した例は、 送信出力制御端子 1951が設けられたことと、 包絡線検波回路 5 と直流電圧制御回路 7 との間、 および差信号生成 回路 15と電力制御回路 i dとの問に、 それぞれレベル制御回路 1952、 1953を備えたことが第 37図に示した例と異なる。
    [0175] 送信出力制御端子 1 951には、 送信出力制御信号が入力される。 レ ベル制御回路 1952は、 この送信出力制御信号により、 直流電圧変換 回路 Ίに入力される信号レベルを調整する。 レベル制御回路 1953は、 送信出力制御信号に基づいて差信号生成回路 15の出力を調整し、 電 力制御回路 19による制御量を調整する。 これにより、 送信出力が制 御される。
    [0176] 第 39図に示した例は、 R Fスィ ッ チ 1954を備え、 送信出力制御端 子 1951の制御信号がこの R Fスィ ッチ 1954に供給されるとともに、 直流電圧変換回路 7にも供給される。 直流電圧変換回路 7は、 送信 出力制御端子 1951の制御信号により、 電力増幅器 4へのバイ アス供 給を停止する。 これと同時に R Fスィ ッ チ 1954は、 電力増幅器 4 ( および電力制御回路 19) の入力レベルをカ ッ トする。 これにより送 信出力が停止する。
    [0177] 笫 40図は周波数等化の効果を示す図であり、 第四実施例ないし第 六実施例により得られる電力増幅器 4の出カスペク ト ラムを示す。 こ こでは、 32Kb/sのオ フセッ ト Q P S K信号を用いたときの例を示 す。 包絡線信号を周波数等化することにより、 約 5〜： L OdBの歪改善 が見られる。
    [0178] 第 41図および第42図は最小バイァス電圧保持の効果を示す図であ り、 第七実施例により られる電力増幅器 4の出カスペク ト ラムを 示す。 U 1図は信号変換回路 11を取り除いたときの出力特性であり、 第 42図は信号変換回路 11を用いたときの出力特性である。 変調信号 と してはロールオフ 0. 5 の π /4シフ ト Q P S Kを用いた。 このデ一 タから、 信号変換を行う ことにより出力の歪が大き く低下している ことがわかる。 すなわち、 入力信号の包絡線信号レベルが小さいと きにバイァス電圧を一定値以上に保つことによ り、 電力増幅の線形 性を改善させることができる。
    [0179] 43図は包絡線補正による効果を示す図であり、 第八実施例によ り得られる出カスペク ト ラムの一例を示す。 この例では、 変調形式 と してオフセッ ト Q P S Kを用いた。 図の縦軸は電カスペク ト ラム を示し、 横軸は周波数を示す。 高周波電力増幅器 4 として飽和形の ものを用い、 ド レイ ン電圧を制御しない直流電圧のみで動作させた とき、 ドレイ ン電圧を入力側の包絡線にしたがって制御したとき、 およびド レイ ン電圧を制御するとともに出力側の包絡線により帰還 をかけたときの出力を示す。 それぞれの歪補償により、 帯域外副射 ( f ± A f 、 f ± 2 A f ) が小さ くなつていく ことがわかる。
    [0180] また、 第 29図に示した第九実施例の場合にも、 第 43図とほぼ同等 の出カスペク ト ラ厶が得られた。
    [0181] 以上の説明では、 半導 増幅素子と して電界効果ト ラ ンジスタを 例に説明したが、 ェ ミ ッタ接地されたバイ ポーラ ト ラ ンジスタを用 いても本発明を同様に実施できる。
    [0182] また、 以上の説明では、 制御信号により直流電圧を制御する直流 電圧制御回路 8 として、 直流直流変換器またはシリーズ制御ト ラ ン ジスタを例示した。 直流直流変換器としては、 通常 S級増幅器と呼 ばれるパルス幅変調を用いた直流電圧変制御路を使用できる。 また、 これと動作原理が極めて類似したものに降圧形直流直流変換器ゃス イチッ ングレギユ レ一タもあり、 このような直流電圧制御回路を使 用できる。
    [0183] 〔産業上の利用可能性〕
    [0184] 以上説明したように、 本発明の線形送信装置は、 包絡線検波器を 用いないで高制度かつ高安定のドレイ ン制御が可能であり、 これに より高 率かつ低歪で電力増幅を行うことができる。 また、 ベース バンド帯でディ ジタ ル的に ドレイ ン制御信号を生成しているので、 L S I 化が容易である。
    [0185] また、 直流電圧制御回路の入力信号を周波数等化をすることによ り、 より高速の変調信号を増幅することが可能となる。 周波数等化 回路としては簡単な構成のものを使用でき、 部品点数を増やすこと なく高速線形送信装置を実現できる。 電力増幅器の入力信号の包絡線信号レベルが小さいときにバイァ ス電圧を一定値以上に保つ場合には、 入力信号レベルが小さいとき の電力増幅の線形性を改善できる。
    [0186] さ らに、 電力増幅器の出力包絡線と入力包絡線との差により電源 電圧の制御信号を補正すると、 電源効率が良く高精度で安定な線形 送信装置を実現できる。 また、 出力包絡線と入力包絡線との差によ り高周波電力増幅器への入力変調波を振幅変調することにより、 電 源電圧の制御だけでは調整できない程度に高速の入力変調波に対す る線形性を実現することができる。
    [0187] 本発明は、 高周波帯の線形送信装置の低消費電力化、 経済化に有 効である。 特に、 大電力送信が必要な放送用の送信機や、 消費電力 が厳しく制限される移動通信用無線装置、 衛星通信装置その他に使 用してこれらを小型かつ低消費電力化できる効果がある。
    权利要求:
    Claims請求の範囲
    1. 入力信号を振幅変調する変調部と、
    こ 調部から出力された変調波をソース接地またはェ ミ ッタ接 地された半導体増幅素子により増幅する高周波電力増幅器と、
    前記変調波の包絡線に実質的に比例する直流電圧を前記高周波電 力増幅器のバアイ ス電圧として出力するバイ アス手段と
    を備えた線形送信装置において、
    前記変調部は、
    入力信号から変調波の同相包絡線成分および直交包絡線成分を生 成する複素包絡線生成回路と、
    この同相包絡線成分および直交包絡線成分により変調波を発生す る直交変調器と
    を含み、
    前記同相包絡線成分および前記直交包絡線成分から包絡線を求め て前記バイ ァス手段に供給する包絡線生成手段を備えた
    ことを特徴とする線形送信装置。
    2. 包絡線生成手段は、 入力された同相包絡線成分および直交包絡 線成分からディ ジタル演算により包絡線を求める数値濱算プロセッ サを合む請求項 1 記載の線形送信装置。
    3. 包絡線生成手段は、 入力された同相包絡線成分および直交包絡 線成分に対してあらかじめ書き込まれている値を出力するメ モ リテ 一ブルを舍む請求項 1 記載の線形送信装置。
    4. 高周波電力増幅器に入力される変調波の波形とバイアス電圧の 波形とを時問的に一致させる遅延時間調整手段を備えた請求項 1記 載の線形送信装置。
    5. 包絡線生成手段の出力振幅および位相を等化してバイァス手段 に供給する周波数等化回路を備えた請求項 1記載の線形送信装置。
    6. 包絡線生成手段から出力された包絡線の信号レベルがあらかじ め定められた値より小さいときにバイァス手段の出力電圧を一定値 以上に保持する最小バイ ァス電圧保持手段を含む請求項 1記載の線 形送信装置。
    7. 最小バイアス電圧保持手段は、 包絡線生成手段から出力された 包絡線の信号レベルがあらかじめ定められた値より小さいときには ほぼ一定値の信号をバイ 丁ス手段に供給し、 前記信号レベルが前記 あらかじめ定められた値より大きいときには前記信号レベルに実質 的に比例する信号をバイ ァス手段に供給する信号変換回路を含む請 求項 6記載の線形送信装置。
    8. 高周波電力増幅器から出力される変調波の包絡線を求める出力 検波手段と、
    この出力検波手段の出力と包絡線生成手段の出力との差によりバ ィ 了ス手段に供給される包絡線の信号レベルを補正する包絡線補正 手段を含む
    請求顷 1記載の線形送信装置。
    9. 高周波電力増幅器から出力される変調波の包絡線を求める出力 検波手段と、
    この出力検波手段の出力と包絡線生成手段の出力との差により前 記高周波電力増幅器に入力される変調波の振幅を制御する入力制御 手段と
    を備えた請求項 1 記載の線形送信装置。
    10. 高周波電力増幅器は多段接続された半導体増幅素子を含み、 この多段接続された半導体素子の最終段から出力される変調波の 包絡線を求める出力検波手段と、
    この出力検波手段の出力と包絡線生成手段の出力との差により前 記多段接続された半導体素子の初段または中段におけるバイ アス電 圧を制御する手段と を備えた請求項 1記載の線形送信装置。
    11. 包絡線生成手段と出力検波手段との特性差を補正する検波特性 補正手段を備えた請求項 8ないし 10のいずれかに記載の線形送信装 置。
    12. 検波特性補正手段は、 出力検波手段の特性と実質的に同一の非 線形性をもつ回路により包絡線生成手段の出力を補正する手段を含 む請求項 11記載の線形送信装置。
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    法律状态:
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    1991-06-12| WWP| Wipo information: published in national office|Ref document number: 1990909852 Country of ref document: EP |
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    优先权:
    申请号 | 申请日 | 专利标题
    JP1/168723||1989-06-30||
    JP1168723A|JPH0334709A|1989-06-30|1989-06-30|Linear transmitter|
    JP1242465A|JPH0654877B2|1989-09-19|1989-09-19|線形送信装置|
    JP1/242465||1989-09-19||
    JP25445789||1989-09-29||
    JP1/254457||1989-09-29||
    JP2018735A|JPH0656960B2|1990-01-29|1990-01-29|線形送信装置|
    JP2/18735||1990-01-29||
    JP2/33126||1990-02-13||
    JP3312690||1990-02-13||DE69024182T| DE69024182T2|1989-06-30|1990-06-28|Linearer sender|
    EP90909852A| EP0431201B1|1989-06-30|1990-06-28|Linear transmitter|
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