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    公开号:WO1981000620A1
    申请号:PCT/T1980/000027
    申请日:1980-08-18
    公开日:1981-03-05
    发明作者:H Preschern；G Fredericks
    申请人:List H；H Preschern；G Fredericks；
    IPC主号:G01D5-00
    专利说明:
    [0001] Kapazitiver Meßwandler
    [0002] Die Erfindung bezieht sich auf einen kapazitiven Meßwandler, insbesondere für kleine Kapazitätswerte, mit zwei parallelen mit einem Oszillator verbundenen Brückenzweigen, von denen jeder mindestens einen Kondensator aufweist, wobei ein Differenzverstärker vorgesehen ist, welcher ein- gangsseitig mit den gegebenenfalls je einen Verstärker aufweisenden Brückenzweigen verbunden und dessen Ausgang auf einen der Brückenzweige rückgekoppelt ist.
    [0003] Ein derartiger Wandler ist z . B. durch die DE-OS 2 641 758 8ekannt geworden. Bei diesem bekannten Meßwandler sind die beiden Brückenzweige, die je einen Verstärker aufweisen, in deren Steuerkreis je ein Kondensator bzw. eine Parallelschaltung von Kondensatoren und in deren Hauptstromkreisen je eine Widerstandskombination vorhanden ist, mit ihren Endpunkten miteinander verbunden und an einen Oszillator angeschlossen. Die Auswertung von Kapazitätsänderungen eines oder zweier der in verschiedenen Brückenzweigen angeordneten Kondensatoren erfolgt im bekannten Falle über die als Ladungsverstärker wirkenden Verstärker, - die z. B. als Gleichstrom-Operationsverstärker mit einer kapazitiven
    [0004] Rückkopplung, welche eine Ausgangsspannung erzeugen können, die unmittelbar der Ladungsänderung an den Eingangsanschlüssen proportional ist, ausgebildet sein können -, und den deren Ausgangssignale auswertenden Differenzverstärker, welchem Filter und ein Phasendemodulator nachgeschaltet sind, dessen zweiter Eingang mit dem Oszillator verbunden ist, sowie einem dem Phasendemodulator nachgeschalteten Differenzverstärker und einem Bandfilter. Die AusgangsSpannung des Bandfilters ist dabei über einen Ana log-Multiplizierer auf einen Brückenzweig rückgekoppelt, der diesem vorgeschaltet ist.
    [0005] Der Nachteil dieses bekannten Wandlers liegt darin, daß die einzelnen Teile der Schaltung sehr aufwendig sind und sich daher ein sehr hoher Aufwand ergibt, wozu auch wesentlich der Analog-Multiplizierer beiträgt. Ein weiterer Nachteil bei diesem Wandler,der nach der TrägerfrequenzMethode arbeitet, ergibt sich auch dadurch, daß ein Sinusgenerator erforderlich ist, falls etwas höhere Ansprüche gestellt werden und daraus ebenfalls ein erheblicher Aufwand resultiert.
    [0006] Ziel der Erfindung ist es, einen Wandler der eingangs erwähnten Art vorzuschlagen, der sich durch einen einfachen Aufbau auszeichnet und trotzdem ein hohes Maß an Stabilität aufweist.
    [0007] Erfindungsgemäß wird dies dadurch erreicht, daß jedem der Brückenzweige ein Schaltelement vorgeschaltet ist, wobei die einen Anschlüsse der Schaltelemente miteinander verbunden und an dem eine Rechteckspannung liefernden Oszillator angeschlossen sind und deren andere Anschlüsse neben den jeweils zugeordneten Brückenzweigen mit mindestens je einem passiven Bauteil mit einem Potential verbunden sind, und ein lediglich passive Bauteile aufweisender Rückkopplungskreis mit einem Kondensator eines Brückenzweiges verbunden ist, wogegen der entsprechende Kondensator des zweiten Brückenzweiges über einen passiven Bauteil mit einem festen Potential oder einem vom Differenzverstärker bestimmten weiteren Potential verbunden ist, welches sich invers zum Potential des Ausganges des
    [0008] Differenzverstärkers ändert und z.B. von einem Differenzausgang desselben abgenommen ist.
    [0009] Durch den vom Oszillator gelieferten Impulszug wird über die Schaltelemente das an den Brückenzweigen anstehende Potential entsprechend dem Impulszug geändert, wobei es in weiterer Folge zu Potentialänderungen auf den Elektroden der Kondensatoren kommt und sich entsprechend den Kapazitätswerten der Kondensatoren Umladungsströme in den Brückenzweigen ausbilden. Unterschiede in den Strömen der Brückenzweige oder Spannungsunterschiede an bestimmten Punkten der beiden Brückenzweige werden durch den Differenzverstärker verstärkt und über den Rückkoppelkreis auf einen Brückenzweig rückgekoppelt und damit das Ausmaß der Potentialsprünge aufgrund des vom Oszillator kommenden Impulszuges in einem Brückenzweig beeinflußt werden, wogegen der zweite Brückenzweig während der Sperrzeit der Schaltelemente von einem festen Potential oder dem Differenzausgang des Differenzverstärkers beeinflußt ist.
    [0010] Dadurch ist es möglich, mit einem sehr einfachen Aufbau das Auslangen zu finden, wobei durch eine entsprechend starke Rückkopplung eine sehr hohe Stabilität und Linearität erreicht wird.
    [0011] Nach einem weiteren Merkmal der Erfindung ist vorgesehen, daß die Schaltelemente durch Dioden gebildet sind und der vom Oszillator gelieferte Impulszug zwischen festen Werten schwankt, die über und unter dem um die Durchlaßspannung der Dioden verschobenen Potentialen der Verbindungspunkte der Dioden mit den Brückenzweigen liegen, wodurch sich ein besonders einfacher Aufbau ergibt.
    [0012] Grundsätzlich ist es aber auch möglich, statt der Dioden auch Transistoren oder gesteuerte Gleichrichter an den einen Endpunkten der Brückenzweige vorzusehen und an eine als Hilfsspannung dienende Gleichspannungsquelle anzuschließen, wobei dann diese Bauelemente von einer weiteren einen aus Rechteckimpulsen bestehenden Impulszug liefernden Hilfsspannungsquelle angesteuert werden. Damit wird ebenfalls ein alternierendes Ändern der Ladungen der Kondensatoren der Brücke erzielt, wobei sich Änderungen in der Kapazität eines Kondensators ebenfalls, wie bereits beschrieben, in einer Änderung des Verhältnisses der durch die beiden Brückenzweige fließenden Ströme auswirkt, was über die Verstärker und den Differenzverstärker zu einer Änderung von dessen Ausgangsspannung führt.
    [0013] Da die Brücke bzw. die Verstärker praktisch im Rhythmus der Durchschaltung der die beiden Brückenzweige mit der Hilfs spannungsquelle verbindenden Schaltelemente aus- und eingeschaltet werden, ergeben sich an den Ausgängen der Verstärker bzw. an den Eingängen des Differenzverstärkers hohe Gleichtaktsprünge. Um dies zu vermeiden, ist vorteilhafterweise vorgesehen, daß die Eingänge des Differenzverstärkers mit je einem Kondensator verbunden sind, wobei die beiden anderen Elektroden dieser Kondensatoren gemein sam an einem festen Potential liegen, wodurch die Gleich taktsprünge sehr stark gedämpft bzw. geglättet werden und daher mit einem einfacher aufgebauten Differenzverstärker das Auslangen gefunden wird.
    [0014] Eine besonders weitgehende Unterdrückung der Gleichtaktsprünge ergibt sich, wenn die Eingänge des Differenzver stärkers mit je einem Kondensator verbunden sind, wobei die beiden anderen Elektroden dieser Kondensatoren gemeinsam mit einem an einem festen Potential liegenden Potentialteiler angeschlossen sind, dessen Mittelanschluß über eine Diode mit dem Oszillator verbunden ist. Durch diese Maßnahme ist es möglich, bereits mit sehr kleinen Kondensatoren eine sehr hohe Dämpfung der Gleichtaktsprünge zu erreichen.
    [0015] Bei einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung ist vorgesehen, daß an den Verbindungspunkten der die Brückenzweige bildenden Bauteile, vorzugsweise je zwei Kondensatoren, die Steuereingänge zweier vorzugsweise durch Transistoren gebildeten Verstärker angeschlossen sind, welche mit ihren Ausgängen mit dem Differenzverstärker verbunden sind. Dadurch ist es möglich, kleine Kondensatoren zu verwenden. Damit ergibt sich die Möglichkeit, eine vom Oszillator ge lieferte Hilfsspannung mit hoher Frequenz zu verwenden, wodurch auch sehr rasch erfolgende Kapazitätsänderungen erfaßbar werden.
    [0016] Nach einem weiteren Merkmal der Erfindung ist vorgesehen, daß die mit den Steuereingängen der vorzugsweise durch Transistoren gebildeten Verstärker verbundenen Verbindungspunkte der einzelnen Brückenzweige über Dioden und gegebenenfalls zu diesen parallel geschalteten Widerständen mit einem festen Potential verbunden sind. Auf diese Weise wird eine Begrenzung der Invers-Emitter-
    [0017] Basisspannungen der Transistoren erreicht, wobei durch eine Parallelschaltung von Widerständen zu diesen Begrenzungsdioden, deren allfällige Unterschiede in deren Charakteristik praktisch ohne Einfluß auf die Messung bleiben.
    [0018] Zur Erhöhung der Linearität zwischen dem Ausgangssignal des Wandlers bzw. des Differenzverstärkers und der Kapazität ist es vorteilhaft, wenn die Emitter der mit ihren Basen mit dem Verbindungspunkt des jeweils zugeordneten Brückenzweiges verbundenen Transistoren über je einen Widerstand mit einem an einem festen Potential angeschlossenen weiteren Widerstand verbunden sind.
    [0019] Bei einem Meßwandler,bei dem in jedem Brückenzweig ein Verstärker angeordnet ist und der Differentialverstärker eingangseitig mit den Hauptstromkreisen dieser Verstärker verbunden ist, ist nach einem weiteren Merkmal der Erfindung vorgesehen, daß die Emitter der als Verstärker vorgesehenen Transistoren mit Widerständen verbunden sind, die vorzugsweise mit Kondensatoren und mit diesen verbundenen Entladewiderständen in Reihe geschaltet sind und die Emitter und die Basen dieser Transistoren über Widerstände mit einem festen Potential verbunden sind, wobei die Basen .der Transistoren mit den mit den Schaltelementen verbundenen Kondensatoren der Brückenzweige verbunden sind. Bei solchen Wandlern ist es möglich, sehr kleine Kapazitäten im Basiskreis der Transistoren in Verbindung mit niederohmigen Entladewiderständen vorzusehen, sodaß sich kleine Zeitkonstanten ergeben und an die Schaltelemente eine Rechteckimpulsfolge mit hoher Frequenz angelegt werden kann. Dadurch ist es möglich, auch sehr kurzzeitige Kapazitätsänderungen festzustellen, insbesondere wenn einer oder zwei variable Kondensatoren im Hauptstromkreis der Transistoren liegen.
    [0020] Bei einem derartigen Wandler ist es weiters vorteilhaft, wenn die zweiten Elektroden der im Hauptstromkreis der Transistoren liegenden Kondensatoren und die Entladewiderstände jeweils an einem gemeinsamen festen Potential liegen, wobei das mit den Widerständen verbundene Potential negativer ist als die Eingänge des Differenzverstärkers. Durch die letztere Maßnahme wird erreicht, daß das Niveau der Gleichtaktspannung an den Eingängen des Differenzverstärkers genügend weit von den Potentialen seiner Versorgungsspannung entfernt bleibt. Ein besonders hohes Maß an Linearität zwischen der Ausgangsspannung und der zu messenden Kapazität ergibt sich, wenn der Ausgang des Differenzverstärkers direkt und über einen Inverter auf die beiden Brückenzweige rückgekoppelt ist. Gleiches läßt sich auch durch Rückkopplung eines Differenzausganges des Differenzverstärkers auf den zweiten Brückenzweig über passive Bauteile erreichen.
    [0021] Die Erfindung wird nun anhand der Zeichnung näher erläutert. Dabei zeigen
    [0022] Figur 1 eine Ausführungsform mit Spannungsabgriff an den Brückenzweigen und
    [0023] Figur 2 eine Ausführungsform mit in den Brückenzweigen eingeschalteten Verstärkern.
    [0024] Bei der Ausführungsform gemäß Fig. 1 werden die Brückenzweige durch die Kondensatoren C 1 , C3 bzw. C2, C4 gebildet, wobei die einen Elektroden der Kondensatoren C3 , C 4 gemeinsam auf einem festen Potential, z.B. Erde, liegen. Die beiden anderen Enden der beiden Brückenzweige sind über den Widerstand Rg an ein Potential e1 bzw. den Widerstand R7 an ein Potential e2 gelegt, wobei das Potential e2 zwecks Rückkopplung über das Potentiometer P1 von der AusgangsSpannung des Meßwandlers abgenommen ist. Weiters sind diese Enden der Brückenzweige über die Dioden D 1 und D 2 mit einer nicht dargestellten Hilfsspannungsquelle verbunden, welche einen aus Rechteckimpulsen bestehenden Impulszug liefert.
    [0025] Die Verbindungspunkte der beiden je einen Brückenzweig bildenden Kondensatoren C3, C 1 bzw. C2, C4 sind mit den Basen der beiden vorzugsweise in einem integrierten Pärchen zusammengefaßten Transistoren Q1, Q2 verbunden, welche als Verstärker dienen. Weiters sind diese Verbindungspunkte über Dioden D3, D4 und zu diesen parallel geschalteten Widerständen R2, Ε3 an ein festes Potential V÷ gelegt. An diesem Potential liegt auch der Widerstand R1, an dem die Emitter der beiden Transistoren Q1, Q2 über je einen weiteren Emitterwiderstand R 1', R1" angeschlossen sind. Weiters liegt der gemeinsame Verbindungspunkt zweier zur Gleichtaktsprung-Begrenzung des Differenzverstärkers OA1 dienenden Kondensatoren C5, C6, an diesem Potential, welche Kondensatoren mit den Kollektoren der Transistoren Q1, Q2 bzw. den Eingängen des
    [0026] Differenzverstärkers OA1 verbunden sind. Weiters sind die Kollektoren der Transistoren Q1, Q2 bzw. die Eingänge des Differenzverstärkers OA1 mit Widerständen R4, R5 verbunden, die gemeinsam an einem festen Potential V- liegen.
    [0027] Diese Schaltung hat zwei Betriebszustände: Der erste Zustand, der im folgenden immer als Grundstellung bezeichnet wird, kommt vor, wenn der Impulseingang hoch ist ("hoch" bedeutet eine Spannung positiver als entweder das Potential e1 oder das Potential e2). Nach einiger Zeit in diesem Zustand fließt praktisch kein Strom in die Kapazitätsbrücke. Die Dioden D1 und D2 befinden sich im Sperr zustand. Die eine Elektrode von C1 liegt auf dem Potential e1, die eine Elektrode von C2 liegt auf Potential e2. Das Potential e2 wird bestimmt durch die Ausgangsspannung und die Einstellung des Potentiometers P1. Die Brückenmittelpunkte und daher auch die Basen der zwei Transistoren Q1, Q2 liegen auf dem Potential eines der Pole V+ einer Gleichspannungsquelle und zwar durch die
    [0028] Aufladung der Kondensatoren C3 und C4, die an Masse liegen, über die Widerstände R2 und R3. Da auch die Emitter der Transistoren Q1, Q2 über die Widerstände R1', R1 " und R1 mit dem gleichen Pol V+ verbunden sind, sperren die Transistoren Q1 , Q2, und die Kondensatoren C5 , C6 werden aufgeladen. Diese Kondensatoren C5, C6 sind miteinander verbunden und an einem durch die Widerstände R10 , R10' gebildeten Spannungsteiler angeschlossen, der sn einem festen Potential liegt und dessen Mittelabgriff über eine Diode D5 mit dem Impulseingang E bzw. dem Oszillator verbunden ist. Der zweite Zustand der Schaltung, der im folgenden aktive Stellung genannt wird kommt vor, wenn der Impulseingang auf LOW steht. "LOW" heißt, eine Spannung wesentlich negativer als das Potential e1 oder e2. Die Dioden D1 und D2 werden daher leitend. Die einen Elektroden von C1 und C2 fallen auf eine Spannung e3 ab, wobei e3 ein Potential ist, das um eine DiodendurchlaßSpannung höher liegt als das am Impulseingang anstehende Potential. Wegen der steilen negativen Flanke der Eingangsimpulse fließt kurzzeitig ein relativ großer Strom durch die Kapazitätsbrücke C1, C3, C2, C4 und die Basen der zwei Transistoren Q 1, Q2. Diese Basisströme bewirken verstärkte Kollektorströme, die über die Widerstände R4, R5 entsprechende Spannungsabfälle hervorrufen, wobei die dadurch an den Kollektoren der Transistoren Q1 , Q2 anstehenden Potentiale den Eingängen des Differenzverstärkers OA1 zugeführt werden. Der sich im Augenblick des Durchschaltens ergebende
    [0029] Gleichtaktsprung an den Eingängen des Differenzverstärkers OA1 wird durch die Kondensatoren C5, C6 bzw. die Widerstände R10, R11 und die Diode D5 gedämpft. Dabei wird der sich im Augenblick des Durchschaltens de Tran sistoren Q1, Q2 an den miteinander verbundenen Elektroden der Kondensatoren C5 , C6 sich ergebende positive Spannungssprung zu einem Durchschalten der Diode D5 zu dem Impulseingang E führt,an dem zu diesem Zeitpunkt ein LOW-Signal ansteht. Es wird vorerst angenommen, daß C1 gleich C2, C3 gleich C 4 und e2 gleich e1 ist. In diesem Falle sind die Ladungsübertragungen auf beiden Seiten der Brücke gleich und die beiden Transistoren Q1, Q2 bedingen gleich große Potentialänderungen an den Eingängen des Differenzverstärkers, sobald sie aufgrund eines am Impulseingang anstehenden "LOW"-Signales leitend geworden sind.
    [0030] Wenn C3 nicht gleich C 4 ist und e2 gleich e1 ist, oder wenn C3 gleich C4 ist und e2 nicht gleich e1 ist, dann sind die Ladungsänderungen ungleich und die an den Kollektoren der Transistoren Q1, Q2 bzw. den Widerständen R4, R5 abgenommenen Potentiale werden ungleich, wodurch sich die Ausgangsspannung des Verstärkers OA1 ändert. Die Schaltung verbleibt nur eine relativ kurze Zeit in diesem aktiven Zustand und die positive Flanke des Eingangsimpulses bringt die Schaltung wieder in den Grundzustand. Die Dioden D3 und D4 begrenzen die Invers-Emitter-Basisspannungen und durch die dazu parallel geschalteten Widerstände R2, R3 wird eine Auswirkung allfälliger Ungleichheiten der Kennlinien der Dioden D3 , D4 auf das Meßergebnis vermieden.
    [0031] Die Impuls-Frequenz ist zweckmäßig so hoch wie möglich eingestellt, und zwar mit Rücksicht auf die Zeit, welche die Schaltung benötigt, um sich auf ihren Grundzustand zu stabilisieren. Die Widerstände R4 und R5 sind so proportioniert, daß die Eingänge des Verstärkers OA1 innerhalb seines Gleichtaktspannungsbereiches bleiben, und daß die Kollektoren der zwei Transistoren immer eine gegenüber den Emittern negative Spannung aufweisen. Die Werte C5 und C6 sind so groß, daß der Gleichtaktsprung nach jedem negativen Eingangsimpuls klein bleibt. Die Zeichnung zeigt, daß eine Seite der beiden Kondensatoren C3 und C4 mit einem Konstantpotential, z.B. Erde, verbunden ist, d.h. C3 und C4 kann einen Differentialkondensator darstellen. Dies ist bei vielen kapazitiven Gebertypen der Fall. Wenn C1 gleich C2 ist und C3 und C4 einen Geber bilden, dann kann man sehr kleine Kapazitätsänderungen messen, wenn der Verstärker OA1 eine hohe Leerlaufverstärkung aufweist, wobei die Schaltung durch Gegenkopplung vom Ausgang stabil gehalten wird. In die sem Zusammenhang zeigt die Erfindung bei derartigen Meßwandlern erstmals die Möglichkeit der Anordnung einer lediglich durch Widerstände gebildeten Gegenkopplung auf.
    [0032] Das Potential e 1 kann ein konstantes Potential (auch Null) sein oder von einer Rückkopplung vom Verstärker OA1 ge speist werden, wenn dieser einen Differenzausgang besitzt. Weiters kann das Potential e 1,wie strichliert angedeutet ist, über einen mit den Widerständen R30, R31 beschalteten 1:1 Inverter I1 vom Abgriff des Potentiometers P1 gespeist sein. In letzterem Falle ergibt sich eine besonders gute Linearität zwischen der Kapazität der Kondensatoren C3, C4 und der Ausgangsspannung des Differenzverstärkers OA1, wobei das Ausmaß der Rückkopplung leicht einstellbar ist.
    [0033] An Stelle der Dioden D1 und D2 können auch Transistoren verwendet werden, die gemeinsam mit einem - vorzugsweise aus Rechteckimpulsen bestehenden - Impulszug an ihren Basen angesteuert werden, um alternierend eine Verbindung zwischen den Kondensatoren C2 bzw. C1 und einem festen Potential herzustellen, dessen Höhe selbstverständlich von jener der Potentiale e1 und e2 verschieden sein muß.
    [0034] Eine weitere Abänderung der dargestellten Schaltung ist auch in der Weise möglich, daß ein Differenzverstärker OA1 mit Differenzausgang verwendet wird und das Potential e1 von dem zweiten der Differenzausgänge abgegriffen wird.
    [0035] Bei der Ausführungsform gemäß Fig. 2 sind die beiden Brückenzweige durch den Kondensator C31, den Emitterwiderstand R11 und den Kondensator C3 bzw. den Kondensator C32, den Emitterwiderstand R1 2 und den Kondensator C4 gebildet. Die Transistoren Q1, Q2 sind dabei in die Brückenzweige als Verstärker eingeschaltet und mit ihren Kollektoren mit den Eingängen des Differenzverstärkers OA1 verbunden. Die in den Hauptstromkreisen der Transistoren Q 1, Q2 liegenden Kondensatoren C3, C4 sind mit Entladewiderständen R51 ,R61 verbunden, die jedoch auf einem anderen festen Potential -V als diese selbst angeschlossen sind, wobei das mit den Widerständen R51, R61 verbundene Potential negativer ist als das an den Eingängen des Differenzverstärkers OA1 anstehende Potential und so die Gleichtaktspannung an dessen Eingängen genügend weit von den Potentialen seiner Versorgungsspannung entfernt bleibt. Weiters sind die Emitter und die Basen über die Widerstände R51 , R21 bzw. R61, R22 mit dem gleichen Potential V verbunden. Dabei wäre auch eine Abänderung der Schaltung möglich, nach der die Widerstände R2 1 , R22 mit ihrem einen Anschluß statt mit dem Potential V mit den Widerständen R11 und R51 bzw. R1 2 und R61 verbunden und somit parallel zu den Dioden D3 bzw. D4, welche die In- vers-Emitter-Basisspannung begrenzen, geschaltet wären.
    [0036] Der übrige Teil der Schaltung, insbesondere die Rückkopplung des Ausganges des Differenzverstärkers OA1 über das Potentiometer P1 und den Widerstand R7 auf den einen Brückenzweig ist ident mit der Schaltung gemäß Fig. 1. Lediglich die zur Dämpfung des Gleichtaktsprungs an den Eingängen des Differenzverstärkers OA1 vorgesehenen Kondensatoren C5 , C6 sind direkt an ein festes Potential angeschlossen, statt über eine Diode D5 an den Impulseingang E. Im übrigen ist in Fig. 2 die Möglichkeit der Rückkopplung eines Differenzausganges des Differenzverstärkers OA1 auf den zweiten Brückenzweig über das Potentiometer P2 strichliert angedeutet.
    [0037] Das Potential des am Eingang E einlangenden Impulszuges f ändert sich zwischen Werten, die über- und unterhalb der um die Durchlaßspannung der Dioden D1, D2 verschobenen an den Kondensatoren C31 , C32 Hegenden Potentialen e1 bzw. e2 liegen.
    [0038] Liegt ein negatives Potential am Eingang E an, so sperren die Dioden D1 und D2 und die einen Elektroden der Konden satoren C31, C32 nehmen die Potentiale e1 bzw. e2 an, und es fließt dann kein Strom mehr in der Schaltung, bis eine positive Flanke des Impulszuges f den Grundzustand beendet. In diesem Falle werden die Dioden D1, D2 leitend, und der Potentialsprung überträgt sich über die Kondensatoren C31, C3 2 auf deren mit den Basen der Transistoren Q1, Q2 und den Widerständen R21 bzw. R22 verbundenen Elektroden, sodaß über diese Widerstände Ströme fließen, von denen die einen über die Basen der zugeordneten Transistoren Q1, Q2 abfließen und diese durchschalten. Trotz des am Eingang E anstehenden positiveren Potentials nimmt jenes der mit den Basen und den Widerständen R2 1 bzw. R22 verbundenen Elektroden der Kondensatoren C3 1 bzw. C32 ab und andererseits steigt das Potential der mit dem zugeordneten Transistor Q1 bzw. Q2 über die Emitterwiderstände R11 bzw. R12 verbundenen Elektrode des Kondensators C3 bzw. C4, an, wodurch sich die Basisvorspannung der Transistoren Q1, Q2 vermindert und diese sperren. Die Emitterwiderstände R11 , R12 verhindern überdies, daß die Transistoren Q1, Q2 in die Sättigung geraten. In jedem Falle tritt das Sperren der Transistoren Q1, Q2 ein, wenn eine negative Flanke des Impulszuges f am Eingang E eintrifft, da dann das Potential der einen Elektroden der Kondensatoren C31, C32 auf das Niveau der Potentiale e1 bzw. e2 abfällt und sich dieser Potentialsprung auf die zweiten Elektroden und damit auf die Basen der Transistoren Q1, Q2 überträgt. Die Dioden D3, D4 begrenzen in diesem Falle die Basis-Emitter- Inversspannungen.
    [0039] Bei gesperrten Transistoren Q1, Q2 entladen sich die Kondensatoren C3, C4 über die Widerstände R51 bzw. R61 und zu einem Teil auch über die Dioden D3 bzw. D4 und die Y/iderstände R21 bzw. R22, wobei auch das Potential der mit diesen Widerständen verbundenen Elektroden der Kondensatoren C31, C32, nach deren durch die negative Flanke des Impulszuges bedingten negativen Potentialänderung wieder angehoben wird, sodaß die Schaltung rasch in ihren Grundzustand übergeht, in dem praktisch kein Strom fließt.
    [0040] Unterschiede in den über die Emitter-Kollektorstrecken der Transistoren Q1, Q2 fließenden Ströme werden von dem mit diesen Strecken verbundenen Differenzverstärker OA 1 verstärkt. Ändert sich nun die Kapazität eines der Kondensatoren C3 , C 4 oder - falls dies die Teilkondensatoren eines Differentialkondensators sind - beider Kondensatoren, so hat dies eine Änderung der über die Emitter- Kollektorstrecken der Transistoren Q1, Q2 fließenden Ströme zur Folge, wodurch sich auch das Ausgangssignal des Differenzverstärlcers OA1 ändert. Damit ändert sich aber auch das während des Grundzustandes der Schaltung an der einen mit der Diode D2 verbundenen Elektrode des Kondensators C32 angelegte Potential, da diese über die aus dem Widerstand R7 und dem Potentiometer P1 bestehende Rückkopplung mit dem Ausgang A verbunden ist. Dies beeinflußt wieder die Größe des durch die nächste positive Flanke des Impulszuges bedingten Potentialsprunges, welcher wieder die Größe des in die Basis des Transistors Q2 abfließenden Basisstromes bestimmt, der seinerseits die Größe des über die Emitter-Kollektorstrecke fließenden Stromes bestimmt.Das an dem Kondensator C31 während des Grundzustandes der Schaltung anliegende Potential e1, mit welchem dieser Kondensator über den Widerstand R6 verbunden ist, bleibt dagegen unverändert oder wird von einem zweiten Differenzausgang des Differenzverstärkers OA1 abgenommen. Eine weitere Möglichkeit besteht auch darin, den Ausgang des Differenzverstärkers OA1 über einen Inverter, wie in Fig. 1 strichliert dargestellt, auf den zweiten Brückenzweig rückzukoppeln.
    [0041] Auf diese Weise wird die Schaltung im Gleichgewicht gehalten, wobei mit einer sehr geringen Rückkopplungsenergis das Auslangen gefunden wird, da sie ja auf den Basiskreis einwirkt.
    [0042] Durch die beiden mit einem festen Potential verbundenen und parallel zu den Eingängen des Differenzverstärkers OA1 liegenden Kondensatoren C6, C5 wird der Gleichtaktsprung an den Eingängen des Differenzverstärkers unterdrückt bzw. vermindert.
    [0043] Bei der Schaltung gemäß Fig. 2 sind verschiedene Abänderun gen denkbar. So könnten die Widerstände R6 bzw. R7 statt mit den Dioden D1 bzw. D 2 auch mit den mit den Emitterwi derständen R11 , R12 der Transistoren Q1 bzw. Q2 verbundenen Elektroden der Kondensatoren C3 , C 4 verbunden werden. In diesem Falle würde sich während des Grundzustandes der Schaltung eine von der Ausgangsspannung des Differenzverstärkers OA1 abhängige Ladung des Kondensators C4 ergeben, die wieder den während der aktiven Phase der Schaltung über den Transistor Q2 fließenden Strom beeinflußt. An die Kondensatoren C31, C32 bzw. die Dioden D1, D2 wären bei dieser Variante über Widerstände feste Potentiale anzulegen.
    [0044] Bei der Schaltung gemäß Fig. 2 können die Kondensatoren
    [0045] C31, C32 sehr kleine Werte aufweisen, wodurch sehr kleine
    [0046] Zeitkonstanten möglich werden und mit Frequenzen des von einem nicht dargestellten Oszillator gelieferten Impulszuges im MHz-Bereich gearbeitet werden kann, wodurch auch sehr rasch erfolgende Kapazitätsänderungen der Meßkondensatoren C3, C4 erfaßt werden können.
    [0047] Eine weitere Abänderung der Schaltung gemäß Fig. 2 wäre auch in dem Sinne möglich, daß zwischen der Basis eines jeden Transistors Q1, Q2 und dem zugeordneten Kondensator C31, C32 ein Widerstand zwischengeschaltet und unter Umständen auf die Emitterwiderstände R 11 , R12 verzichtet wird. In letzterem Falle gelangen die Transistoren Q1, Q2 aber leicht in die Sättigung, und es muß dann die Frequenz des ansteuernden impulszuges pzw. die Schalutung so bemessen werden, daß die Transistoren Q1, Q2 so lange leitend bleiben, bis auch der größere der Kondensatoren C3, C4 voll geladen ist, wobei dann der Differenzverstärker im wesentlichen auf die unterschiedliche Dauer der Ströme über die beiden Brückenzweige anspricht.
    [0048] In den dargestellten Ausführungsbeispielen weisen die Brückenzweige jeweils zwei Kondensatoren auf, doch ist dies nicht unbedingt erforderlich,und es ist auch möglich, je einen davon durch Widerstände zu ersetzen.
    权利要求:
    ClaimsPatentansprüche
    1. Kapazitiver Meßwandler, insbesondere für kleine Kapazitätswerte, mit zwei parallelen mit einem Oszillator verbundenen Brückenzweigen,von denen jeder mindestens einen Kondensator aufweist, wobei ein Differenzverstär ker vorgesehen ist, welcher eingangsseitig mit den ge gebenenfalls je einen Verstärker aufweisenden Brückenzweigen verbunden und dessen Ausgang auf einen der Brückenzweige rückgekoppelt ist, d a d u r c h g e k e nn z e i c hn e t, daß jedem der Brücken zweige ein Schaltelement (D 1, D2) vorgeschaltet ist, wobei die einen Anschlüsse der Schaltelemente (D1, D2) miteinander verbunden und an dem eine Rechteckspannung liefernden Oszillator angeschlossen sind und deren andere Anschlüsse neben den jeweils zugeord neten Brückenzweigen (C 1 , C3; C2, C4; C31 ,R11, C3 ; C32, R12 , C 4 ) mit mindestens je einem passiven Bauteil (R6, R7) mit einem Potential (e1, e2) verbunden sind, und ein lediglich passive Bauteile aufweisender Rückkopplungskreis (P1, R7) mit einem Kondensator (C2; C32 ; C4) eines Brückenzweiges verbunden ist, wogegen der entsprechende Kondensator (C1; C31 ; C3 ) des zweiten Brückenzweiges über einen passiven Bauteil (R6) mit einem festen Potential oder einem vom Differenzverstärker (OA1) bestimmten weiteren Potential verbun den ist, welches sich invers zum Potential des Ausganges des Differenzverstärkers ändert und z.B. von einem Differenzausgang desselben abgenommen ist.
    2. Meßwandler nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltelemente durch Dioden ( D 1, D2) gebildet sind und der vom Oszillator gelieferte Impulszug zwischen festen Werten schwankt, die über und unter dem um die DurchlaßSpannung der Dioden (D1, D2) verschobenen Potentialen der Verbindungspunkte der Dioden mit den Brückenzweigen liegen.
    3. Meßwandler nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß an den Verbindungspunkten der die Brückenzweige bildenden Bauteile, vorzugsweise je zwei Kondensatoren (C 1, C3, C2, C4), die Steuereingänge zwei er vorzugsweise durch Transistoren (Q1 Q2 ) gebildeten
    Verstärker angeschlossen sind, welche mit ihren Ausgängen mit dem Differenzverstärker (OA1) verbunden sind.
    4. Meßwandler nach mindestens einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß die mit den Steuereingängen der vorzugsweise durch Transistoren (Q1 , Q2) gebildeten Verstärker verbundenen Verbindungspunkte der einzelnen Brückenzweige über Dioden (D3, D 4) und gegebenenfalls zu diesen parallel geschalteten Widerständen (R2, R3) mit einem festen Potential (+V) verbunden sind.
    5. Meßwandler nach mindestens einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Emitter der mit ihren Basen mit dem Verbindungspunkt des jeweils zugeordneten Brückenzweiges verbundenen Transistoren (Q1 , Q2) über je einen Widerstand (R 1 ' , R1 " ) mit einem an einem fe sten Potential (+V) angeschlossenen weiteren Widerstand (R1) verbunden sind.
    6. Meßwandler nach Anspruch 1 oder 2, bei dem in jedem Brückenzweig ein Verstärker angeordnet ist und der Differentialverstärker eingangseitig mit den Haupt stromkreisen dieser Verstärker verbunden ist, dadurch gekennzeichnet, daß die Emitter der als Verstärker vorgesehenen Transistoren (Q1, Q2) mit Widerständen (R11 , R12) verbunden sind, die vorzugsweise mit Kondensatoren (C3, C 4 ) und mit diesen verbundenen Entladewider ständen (R51, R61) in Reihe geschaltet sind und die Emitter und die Basen dieser Transistoren (Q1 , Q2) über Widerstände (R51, R2 1; R61, R22) mi t ein em festen Potential (-V) verbunden sind, wobei die Basen der Transistoren (Q1, Q2) mit den mit den Schaltelementen (D1 , D2) verbundenen Kondensatoren (C31, C32 ) der Brücken zweige verbunden sind.
    7. Meßwandler nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß die zweiten Elektroden der im HauptStromkreis der Transistoren (Q1 , Q2) liegenden Kondensatoren (C3, G 4 ) und die Entladewiderstände (R51, R61) jeweils an einem gemeinsamen festen Potential liegen, wobei das mit den Widerständen (R51, R61) verbundene Potential negativer ist als die Eingänge des Differenzverstärkers (OA1).
    8. Meßwandler nach einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß die Eingänge des Lifferenzverstär kers (OA1) mit je einem Kondensator (C5, C6) verbunden sind, wobei die beiden anderen Elektroden dieser Kondensatoren (C5, C6) gemeinsam an einem festen Po tential liegen.
    9. Meßwandler nach einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß die Eingänge des Differenzverstär kers (OA1) mit je einem Kondensator (C5, C6) verbunden sind, wobei die beiden anderen Elektroden dieser Kondensatoren (C5, C6) gemeinsam mit einem an einem festen Potential liegenden Potentialteiler (R10, R10 ' ) angeschlossen sind, dessen Mittelanschluß über eine Diode (D5) mit dem Oszillator verbunden ist.
    10. Meßwandler nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Ausgang des Differenzverstärkers (OA1) direkt und über einen Inverter (I1) auf die beiden Brückenzweige rückgekoppelt ist.
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    引用文献:
    公开号 | 申请日 | 公开日 | 申请人 | 专利标题
    法律状态:
    1981-03-05| AK| Designated states|Designated state(s): JP US |
    优先权:
    申请号 | 申请日 | 专利标题
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