• 专利附录
  • 专利说明
  • 权利要求
  • 类似技术
  • 同族专利
  • 引用文献
  • 法律状态
  • 优先权
    • 专利摘要:
    本發明提供了一種功率轉換器的控制器，透過控制終端提供控制信號來控制功率轉換器。控制信號週期包括第一時間間隔和第二時間間隔。控制電路在第一時間間隔內增大流經變壓器電路初級線圈的初級電流和流經變壓器電路次級線圈的次級電流，以及在第二時間間隔內中止初級電流的增加。控制電路也可以控制第一時間間隔與提供給初級線圈的輸入電壓成反比。
    公开号:TW201304374A
    申请号:TW101123567
    申请日:2012-06-29
    公开日:2013-01-16
    发明作者:Laszlo Lipcsei；Alin Gherghescu；Catalin Popovici
    申请人:O2Micro Inc；
    IPC主号:H02M1-00
    专利说明:
    功率轉換器及其控制器和控制方法
    本發明係有關一種功率轉換器的控制器，尤指應用在包括電信設備、自動化設備、適配器或電池充電器等的各類功率供應設備中的功率轉換器的控制器。
    圖1是先前技術直流/直流轉換器100的電路示意圖。直流/直流轉換器100包括變壓器102和與變壓器102初級線圈串聯耦接的開關SW0。控制信號106透過控制開關SW0來控制直流/直流轉換器100的輸出功率。舉例說明，控制信號106透過導通開關SW0將變壓器102的初級線圈耦接到功率源(例如，直流電壓VDC)，這樣會有初級電流IP流過變壓器102的初級線圈。相應地，次級電流IS流經變壓器102的次級線圈並流經電感L，使其流向直流/直流轉換器100的輸出端。同時，電感L儲存磁能。控制信號106透過斷開開關SW0將初級線圈和功率源切斷，初級電流IP亦被切斷。同時，電感L透過將磁能轉換成電能進而對直流/直流轉換器100的輸出端釋放功率。控制信號106透過增大開關SW0的責任週期來增大直流/直流轉換器100的輸出，透過減小開關SW0的責任週期來減小直流/直流轉換器100的輸出。
    當初級電流IP在一個特定範圍內時，例如：|IP|<ISPEC(特定範圍臨限值)，變壓器102的磁通量密度104與初級電流IP成線性關係。因此，初級線圈轉移到次級線圈的功率可以由初級電流IP控制。根據變壓器的內部特性，如果初級電流IP超過了非飽和範圍，例如：|IP|>ISATU(非飽和臨限值)，變壓器102的磁通量密度104可以基本保持不變。非飽和臨限值ISATU大於上述提到的特定範圍臨限值ISPEC。因此，如果初級電流IP超過了非飽和範圍，初級電流IP則不能控制變壓器102的功率轉移。
    直流/直流轉換器100中，控制信號106按照固定頻率導通開關SW0。一方面，如果直流/直流轉換器100提供功率給重負載，控制信號106則增大開關SW0的責任週期，這樣直流/直流轉換器100可以給重負載提供足夠的功率。這裏提到的“重負載”指的是與“輕負載”相比較而言消耗能量相對多的負載。不利之處在於，當開關SW0的責任週期大於責任週期臨限值時，初級電流IP超過變壓器102的非飽和範圍，並且不能合理地控制變壓器102的功率轉移。另一方面，如果直流/直流轉換器100提供功率給輕負載，控制信號則減小開關SW0的責任週期。這裏提到的“輕負載”指的是與“重負載”相比較而言消耗能量相對較少的負載。然而，由於直流/直流轉換器100對開關SW0在固定頻率上進行導通操作，所以當直流/直流轉換器100提供功率給輕負載時，直流/直流轉換器100的功率轉換效率較低。
    圖2A是另一種先前技術直流/直流轉換器200的電路示意圖。直流/直流轉換器200是一種電感-電感-電容諧振轉換器。直流/直流轉換器200給負載214提供輸出功率。如圖2A所示，直流/直流轉換器200包括一對開關SW1和SW2、電容202、電感204、變壓器208和整流器212。電感210作為變壓器208初級線圈的等效電感。脈衝寬度調變(Pulse-Width Modulation,PWM)信號206佔有一半責任週期交替導通開關SW1和開關SW2，進而產生流經電容202、電感204以及電感210的振盪電流IOSC。PWM信號206透過控制開關SW1和開關SW2的開關頻率f206來控制直流/直流轉換器200的輸出功率。
    更具體地，直流/直流轉換器200具有由電容202，電感204，變壓器208和負載214決定的諧振頻率fR。PWM信號206控制開關SW1和開關SW2的開關頻率f206使其接近諧振頻率fR，直流/直流轉換器200可以給負載214提供更多的功率。PWM信號206控制開關SW1和開關SW2的開關頻率f206使其遠離諧振頻率fR，直流/直流轉換器200可以給負載214提供更少的功率。
    然而，根據電感-電感-電容諧振轉換器的內部特性，如果負載214是重負載，輸出電壓VOUT與開關頻率f206的變化率太高或者太低。舉例說明，圖2B是當直流/直流轉換器200給重負載提供功率時輸出電壓VOUT與開關頻率f206的關係圖。如圖2B所示，當開關頻率f206小於特定頻率fN1時，輸出電壓VOUT與開關頻率f206的變化率相對較高，並且輸出電壓VOUT不穩定。當開關頻率f206大於特定頻率fN1時，輸出電壓VOUT隨著開關頻率f206的增加而接近於電壓限值VLM。因此，直流/直流轉換器200不能合理地控制輸出電壓VOUT。
    本發明提供了一種功率轉換器的控制器，包括：控制終端，用來提供控制信號來控制該功率轉換器，其中該控制信號之一週期包括第一時間間隔和第二時間間隔；以及耦接至該控制終端的控制電路，用來在該第一時間間隔內增大流經變壓器電路初級線圈的初級電流和流經該變壓器次級線圈的次級電流，在該第二時間間隔內終止該初級電流的增加，以及控制該第一時間間隔使其與提供給該初級線圈的輸入電壓成反比。
    本發明還提供一種控制功率轉換器的方法，包括：利用控制信號控制變壓器電路，其中該控制信號之一週期包括第一時間間隔和第二時間間隔；在該第一時間間隔內增大流經該變壓器電路初級線圈的初級電流和流經該變壓器電路次級線圈的次級電流；在該第二時間間隔內終止該初級電流的該增大；以及控制該第一時間間隔，使其與提供給該初級線圈的輸入電壓成反比。
    本發明還提供一種功率轉換器，包括：變壓器電路，包括初級線圈和次級線圈，並用來在複數個週期內運行，其中該複數個週期中的一個週期包括第一時間間隔和第二時間間隔；以及耦接至該變壓器電路的控制電路，用來在該第一時間間隔內增大流經該初級線圈的初級電流和流經該次級線圈的次級電流，在該第二時間間隔內終止增大該初級電流，以及控制該第一時間間隔，使其與提供給該初級線圈的輸入電壓成反比。
    以下將對本發明的實施例給出詳細的說明。在以下對本發明的詳細描述中，為了提供一個針對本發明的完全的理解，闡明瞭大量的具體細節。然而，本領域技術人員將理解，沒有這些具體細節，本發明同樣可以實施。在另外的一些實例中，對於大家熟知的方案、流程、元件和電路未作詳細描述，以便於凸顯本發明的主旨。
    現有技術的實施例提供了一種功率轉換器，例如：直流/直流轉換器，以及功率轉換器的控制器。控制器透過功率轉換器中的變壓器電路控制功率轉換。在一個實施例中，控制器控制流經變壓器電路初級線圈的電流，進而將功率轉換器的輸出電壓調整至現有值。有利之處在於，控制器可以透過控制流經初級線圈的電流使其處於變壓器電路非飽和範圍之內。在變壓器電路非飽和範圍之內，流經初級線圈的電流可以合理地控制功率轉換器的輸出。
    圖3是根據本發明一個實施例的直流/直流轉換器300的方塊圖。直流/直流轉換器300是一種基於變壓器的直流/直流轉換器。如圖3所示，直流/直流轉換器300包括控制電路340、開關電路342、轉換電路344以及回授電路348。控制電路340包括控制端，透過提供控制信號330來控制開關電路342，進而控制轉換電路344耦接至輸出端314負載(圖中未示)的輸出功率。控制電路340同樣從回授電路348中接收表示直流/直流轉換器300輸出電壓VOUT的回授信號VFB，並且根據回授信號VFB調整控制信號330。控制電路340透過調整控制信號330來控制輸出電壓VOUT使其達到現有值VSET。
    更具體地，轉換電路344包括變壓器，例如：圖3中所示磁耦接的初級線圈304和次級線圈306。控制信號330可以為一週期信號。控制信號330的每個週期TCYC包括第一時間間隔TON和第二時間間隔TOFF。在一個實施例中，控制信號330的週期TCYC等於第一時間間隔TON和第二時間間隔TOFF相加之和。控制信號330在第一時間間隔TON內透過控制開關電路342來增大流經初級線圈304的初級電流IP以及流經次級線圈306的次級電流IS。舉例說明，在第一時間間隔TON內，控制信號330控制開關電路342，初級線圈304可以透過輸入端312接收輸入功率。控制信號330在第二時間間隔TOFF內透過控制開關電路342來終止初級電流IP的增加。舉例說明，在第二時間間隔TOFF內，控制信號330透過控制開關電路342切斷初級線圈304的電流路徑，進而切斷初級電流IP。因此，控制電路340透過控制TON/TCYC之比值(一個週期TCYC中第一時間間隔TON與週期TCYC之比值)來控制直流/直流轉換器300的輸出功率。例如，如果耦接至輸出端314的負載消耗較多的功率，控制電路340則透過增加TON/TCYC之比值來增加輸出功率；如果耦接至輸出端314的負載消耗較少的功率，控制電路340則透過減小TON/TCYC之比值來減小輸出功率。如果輸出電壓VOUT小於現有值VSET，控制電路340將增加TON/TCYC之比值，如果輸出電壓VOUT大於現有值VSET，控制電路340將減小TON/TCYC之比值。由此，輸出電壓VOUT可以調整至現有值VSET。
    在一個實施例中，在第一時間間隔TON中，流經初級線圈304的初級電流IP可以從特定值(例如：零安培)增加至峰值IPMAX。峰值IPAMX可以由下列方程式得到：IPMAX=V’IN*TON/LM, (1)
    其中V’IN代表流經初級線圈304的輸入電壓，LM代表初級線圈304的等效電感。控制電路340控制第一時間間隔TON使其與提供給初級線圈304的輸入電壓V’IN(例如：初級線圈上的電壓)成反比。舉例說明，控制電路340控制第一時間間隔TON使其等於K/V’IN，進而峰值IPMAX等於K/LM。係數K和等效電感LM是常數。因此，峰值IPMAX在控制信號330的複數個週期內保持基本不變。這裏提到的“基本不變”指的是峰值IPMAX會改變(由於電路元件的不理想等等)，但是改變值會限制在一個相對較小並且可以忽略不計的範圍內。透過設置係數K可以使峰值IPMAX在變壓器非飽和的範圍內，例如：峰值IPMAX小於變壓器非飽和範圍臨限值ISATU。
    有利之處在於，無論直流/直流轉換器300提供功率給重負載還是輕負載，控制電路340都可以將初級電流IP控制在非飽和範圍內，因此，控制電路340可以合理地控制直流/直流轉換器300的輸出功率。並且，如果直流/直流轉換器300提供功率給輕負載，控制電路340可以增大控制信號330的週期TCYC，進而減小TON/TCYC的比值。透過增大控制信號330的週期TCYC，減小了開關電路342的開關頻率fSW，進而減小開關電路342的開關操作次數。由此，減小了減小開關電路342的開關功耗並且提高了電源功效。
    圖4A是根據本發明一個實施例的直流/直流轉換器400A的電路示意圖。圖4A將結合圖3進行描述。在圖4A的例子中，直流/直流轉換器400A是順向式轉換器。如圖4A所示，控制電路340包括第一電路418，第二電路416以及誤差放大器428。轉換電路344包括變壓器402(例如：圖中所示磁耦接的初級線圈404與次級線圈406)、整流器(例如：二極體D1與D2)、電感L1以及濾波電容C1。回授電路348包括串聯耦接的電阻R1與R2。在圖4A的例子中，圖3的開關電路342包括與初級線圈404串聯耦接的開關Q1，圖3的控制信號330包括PWM控制信號。
    在一個實施例中，控制電路340透過產生PWM控制信號來交替地導通和斷開開關Q1，以便控制轉換電路344的功率轉換。控制電路340進一步接收回授信號VFB(例如：透過電阻R2的電壓)，回授信號VFB與直流/直流轉換器300的輸出電壓VOUT成線性比例變化關係。控制電路340根據回授信號VFB調整開關Q1的責任週期，這樣輸出電壓VOUT可以調整至現有值VSET。另外，控制電路340控制流經初級線圈404的初級電流IP使其在變壓器402的非飽和範圍內，這樣可以合理地控制輸出電壓VOUT。
    更具體地，PWM控制信號在第一時間間隔TON內導通開關Q1，並在第二時間間隔TOFF內斷開開關Q1。開關Q1的責任週期等於TON/TCYC之比值。一方面，當開關Q1導通時，初級電流IP流經初級線圈404以及開關Q1並最終流向地。初級線圈404從輸入端312接收功率，進而初級電流IP和變壓器402的磁通密度會增加。因此，次級電流IS流經次級線圈406、二極體D1以及電感L1並流向輸出端314，次級電流IS隨著初級電流IP的增加而增加。當次級電流IS流經電感L1時，電感L1儲存磁能。另一方面，當開關Q1斷開時，初級電流IP被切斷。電感L1透過將磁能轉換成電能來向輸出端314釋放功率。因此，控制電路340可以透過增加開關Q1的責任週期來增加直流/直流轉換器400A的輸出電壓VOUT，或者透過減小開關Q1的責任週期來減小直流/直流轉換器400A的輸出電壓VOUT。
    在一個實施例中，第一電路418根據第二電路416的第二信號426產生第一信號424，以及第二電路416根據第一電路418的第一信號424產生第二信號426。第二電路416控制PWM控制信號的第一時間間隔TON，第一電路418控制PWM控制信號的第二時間間隔TOFF。
    更具體地，在圖4A的示例中，第二電路416包括TON計時器416，第一電路418包括TOFF計時器420。在一個實施例中，TON計時器416根據第一觸發信號(例如：第一信號424的上升緣)開始測量時間。TON計時器416同樣根據第一觸發信號控制PWM控制信號使其達到第一位準(例如：邏輯高位準)，並且當第一時間間隔TON終止時改變PWM控制信號使其達到第二位準(例如：邏輯低位準)。舉例說明，如果第一信號424的上升緣出現，TON計時器416控制第二信號426和PWM控制信號使其為邏輯高信號並開始計量時間。當第一時間間隔TON終止時，TON計時器416透過將第二信號426設置為邏輯低信號來將PWM控制信號也置為邏輯低信號。在圖4A的示例中，當PWM控制信號為邏輯高信號時，開關Q1導通；當PWM控制信號為邏輯低信號時，開關Q2斷開。TOFF計時器420根據PWM控制信號的改變開始測量時間，並當第二時間間隔TOFF終止時，產生第一觸發信號。舉例說明，如果PWM控制信號從邏輯高信號變成邏輯低信號，TOFF計時器420則會檢測到第二信號426的下降緣。根據第二信號426的下降緣，TOFF計時器420控制第一信號使其為邏輯低信號並開始測量時間。當第二時間間隔TOFF終止時，TOFF計時器420將第一信號424從邏輯低信號變成邏輯高信號，由此，TON計時器416可以檢測第一信號424的上升緣。
    在一個實施例中，TON計時器416接收提供給初級線圈404的輸入電壓VIN(例如：經過初級線圈404的電壓)，並控制第一時間間隔TON使其與輸入電壓VIN成反比。因此，初級電流IP可以具有峰值常數IPMAX，並且該常數在變壓器402的非飽和範圍內。另外，在圖4A的示例中，TOFF計時器420接收表示輸出電壓VOUT的放大信號VCOMP並控制第二時間間隔TOFF使其與放大信號VCOMP成反比。更具體地，誤差放大器428(例如：可操作轉導放大器)透過比較回授信號VFB與參考信號VREF來控制放大信號VCOMP。根據現有值VSET(例如：輸出電壓VOUT的目標值)來設置參考信號VREF。如果回授信號VFB大於參考信號VREF(例如：輸出電壓VOUT大於現有值VSET)，那麼誤差放大器428透過減小放大信號VCOMP來增加第二時間間隔TOFF，開關Q1的責任週期減小，進而減小了輸出電壓VOUT。如果回授信號VFB小於參考信號VREF(例如：輸出電壓VOUT小於現有值VSET)，誤差放大器428透過增大放大信號VCOMP來減小第二時間間隔TOFF，開關Q1的責任週期增大，進而增大輸出電壓VOUT。由此，輸出電壓VOUT可被調整至現有值VSET。
    在一個實施例中，直流/直流轉換器400A進一步包括用來比較回授信號VFB與參考信號VREF大小的比較器(圖4A中未示)。如果回授信號VFB大於參考信號VREF(例如：輸出電壓VOUT大於現有值VSET)，比較器則關閉TON計時器416來保持PWM控制信號為邏輯低信號，輸出電壓VOUT也隨之減小。當輸出電壓VOUT減小至現有值VSET時，比較器則打開TON計時器416來產生第二信號426。
    儘管在圖4A的示例中第一電路418包括計時器，但本發明並不以此為限。在另一個實施例中，計時器可以由振盪器代替。圖4B是根據本發明一個實施例的直流/直流轉換器400B的電路示意圖。在圖4B的示例中，第一電路418包括壓控振盪器422。圖4B將結合圖4A進行描述。
    壓控振盪器422可以在頻率fSW上產生上述第一觸發信號(例如：第一信號424的上升緣)，並控制頻率fSW使其與放大信號VCOMP成比例。在一個實施例中，如果回授信號VFB大於參考信號VREF(例如：輸出電壓VOUT大於現有值VSET)，那麼誤差放大器428透過減小放大信號VCOMP來減小第一信號424的頻率fSW(例如：PWM控制信號的頻率fSW)。由此，PWM控制信號的週期TCYC增大，開關Q1的責任週期減小，進而減小輸出電壓VOUT。如果回授信號VFB小於參考信號VREF(例如：輸出電壓VOUT小於現有值VSET)，那麼誤差放大器428透過增大放大信號VCOMP來增大第一信號424的頻率fSW(例如：PWM控制信號的頻率fSW)。由此，PWM控制信號的週期TCYC減小，開關Q1的責任週期增大，進而增大輸出電壓VOUT。由此，輸出電壓VOUT可被調整至現有值VSET。
    儘管在圖4A和圖4B的示例中，控制電路340控制順向式轉換器400A和400B，但是本發明並不以此為限。控制電路340可以應用於其他方面，例如推挽式轉換器、半橋式轉換器以及全橋式轉換器。圖5、圖6和圖7分別根據本發明實施例提供了推挽式轉換器500、半橋式轉換器600以及全橋式轉換器700的電路示意圖。圖5、圖6和圖7分別將結合圖3、圖4A和圖4B進行描述。
    圖5中，轉換電路344中的變壓器電路502包括初級線圈504和508。初級線圈504和508具有相同的匝數NP(但不是必需的)。次級線圈506和510具有相同的匝數NS(但不是必需的)。直流/直流轉換器500包括分別耦接至初級線圈504和508的開關Q2和Q1。
    控制電路340包括多工器532，用來接收第二信號426並根據第二信號426交替產生控制信號PWM1和控制信號PWM2來控制開關Q1和Q2。
    在一個實施例中，第二信號426的第一週期內，開關Q1在第一時間間隔TON內由控制信號PWM1控制導通，並在第二時間間隔TOFF內由控制信號PWM1控制斷開。另外，第二信號426的第一週期內開關Q2斷開。當開關Q1導通時，流經初級線圈508的初級電流IP將增大並從輸入端312流向地。因應地，次級電流IS流經次級線圈506，二極體D1以及電感L1並流向輸出端314，電感L1儲存磁能。當開關Q1斷開時，初級電流IP切斷，電感L1向輸出端314釋放功率。電流透過二極體D1和D2以及電感L1從地流向輸出端314。類似地，第二信號426的第二週期內，開關Q2在第一時間間隔TON內由控制信號PWM2控制導通，並在第二時間間隔TOFF內由控制信號PWM2控制斷開。另外，在第二信號426的第二週期內開關Q1斷開。當開關Q2導通時，流經初級線圈504的初級電流IP將增大並從輸入端312流向地。因應地，次級電流IS流經次級線圈510，二極體D2以及電感L1並流向輸出端314，電感L1存儲磁能。當開關Q2斷開時，初級電流IP切斷，電感L1向輸出端314釋放功率。
    圖6中，轉換電路344中的變壓器電路602包括初級線圈604，與初級線圈604磁耦接的次級線圈606以及次級線圈608。轉換電路344進一步包括電容分壓器，例如：圖中所示的耦接於輸入端312與地之間的串聯耦接的電容C3和C4。初級線圈604的一端耦接至電容C3和C4的耦接端，另一端透過開關Q1耦接至地並透過開關Q2耦接至輸出端314。
    在一個實施例中，控制電路340交替地產生控制信號PWM1和PWM2。圖6中控制信號PWM1和PWM2的產生過程與圖5中的產生過程類似。在一個實施例中，電容C3和C4具有相同的容值(但不是必需的)。當開關Q1和Q2斷開時，初級線圈604的輸入電壓(例如：電容C3和C4耦接端的電壓)等於輸入電壓VIN的一半。
    在一個實施例中，第二信號426的第一週期內，開關Q1在第一時間間隔TON內由控制信號PWM1控制導通，並在第二時間間隔TOFF內由控制信號PWM1控制斷開。另外，在第二信號426的第一週期內開關Q2斷開。當開關Q1導通時，流經初級線圈604的初級電流IP ’將增大並從電容分壓器流向地。因應地，次級電流IS流經次級線圈606、二極體D1以及電感L1並流向輸出端314，電感L1儲存磁能。當開關Q1斷開時，初級電流IP ’切斷，電感L1向輸出端314釋放功率。類似地，第二信號426的第二週期內，開關Q2在第一時間間隔TON內由控制信號PWM2控制導通，並在第二時間間隔TOFF內由控制信號PWM2控制斷開。另外，在信號426的第二週期內開關Q1斷開。當開關Q2導通時，流經初級線圈604的初級電流IP ’將增大並從輸入端312流向電容分壓器。相應地，次級電流IS流經次級線圈608、二極體D2以及電感L1並流向輸出端314，電感L1儲存磁能。當開關Q2斷開時，初級電流IP ’切斷，電感L1向輸出端314釋放功率。
    圖7中，轉換電路344中的變壓器電路702包括初級線圈704和與其磁耦接的次級線圈706以及次級線圈708。直流/直流轉換器700包括開關Q1、Q2、Q3以及Q4。初級線圈704的一端透過開關Q1耦接至地，透過開關Q2耦接至輸入端312。另一端透過開關Q4耦接至地，透過開關Q3耦接至輸入端312。
    在一個實施例中，控制電路340交替地產生第一對控制信號PWM1和PWM3以及第二對控制信號PWM2和PWM4。
    在一個實施例中，第二信號426的第一週期內，開關Q1和Q3在第一時間間隔TON內分別由控制信號PWM1和PWM3控制導通，並在第二時間間隔TOFF內分別由控制信號PWM1和PWM3控制斷開。另外，第二信號426的第一週期內開關Q2和Q4斷開。當開關Q1和Q3導通時，初級電流IP將增大並流經開關Q3，初級線圈704以及開關Q1從輸入端312流向地。因應地，次級電流IS流經次級線圈706，二極體D1以及電感L1並流向輸出端314，電感L1儲存磁能。當開關Q1和Q3斷開時，初級電流IP切斷，電感L1向輸出端314釋放功率。類似地，第二信號426的第二週期內，開關Q2和Q4在第一時間間隔TON內分別由控制信號PWM2和PWM4控制導通，並在第二時間間隔TOFF內分別由控制信號PWM2和PWM4控制斷開。另外，第二信號426的第二週期內開關Q1和Q3斷開。當開關Q2和Q4導通時，初級電流IP將增大並流經開關Q2、初級線圈704以及開關Q4從輸入端312流向地。因應地，次級電流IS流經次級線圈708、二極體D2以及電感L1並流向輸出端314，並且電感L1儲存磁能。當開關Q2和Q4斷開時，初級電流IP切斷，電感L1向輸出端314釋放功率。
    有利之處在於，因為與圖5、圖6和圖7中直流/直流轉換器相關，用來控制開關的控制信號的第一時間間隔TON與直流/直流轉換器初級線圈的電壓成反比。由此，流經初級線圈的電流具有保持基本不變的峰值，並且流經初級線圈的電流峰值在變壓器電路非飽和範圍內。
    圖8是根據本發明實施例的直流/直流轉換器的操作流程800示意圖。圖8將結合圖3、圖4A、圖4B、圖6和圖7進行描述。
    在步驟802中，控制信號控制變壓器電路。控制信號是週期信號，並且控制信號的週期包括第一時間間隔TON和第二時間間隔TOFF。
    在步驟804中，控制電路340在第一時間間隔TON內增大流經變壓器電路初級線圈的初級電流和流經變壓器電路次級線圈的次級電流。舉例說明，在第一時間間隔TON，控制電路340導通因應的開關使得初級線圈從功率源上接收功率。
    在步驟806中，控制電路340在第二時間間隔TOFF中終止初級電流的增加。舉例說明，在第二時間間隔TOFF中，控制電路340斷開因應的開關來切斷初級線圈的電流路徑。
    在步驟808中，控制電路340控制第一時間間隔TON使其與提供給初級線圈的輸入電壓成反比。因此，流經初級線圈的初級電流具有保持基本不變的峰值電流，並且該電流在變壓器電路的非飽和範圍內。
    本發明的實施例提供了包括變壓器的直流/直流轉換器和控制直流/直流轉換器的控制器控制器透過控制時間間隔(例如：初級電流流經變壓器次級線圈的時間間隔)使其與提供給初級線圈的輸入電壓成反比。因此，初級電流在變壓器磁流量的非飽和範圍內。由此，控制器可以合理地控制直流/直流轉換器的輸出。本發明可以應用於各種場合，例如獨立功率供應設備，包括電信設備、自動化設備，適配器以及電池充電器等等，但並不以此為限。
    上文具體實施方式和附圖僅為本發明之常用實施例。顯然，在不脫離權利要求書所界定的本發明精神和發明範圍的前提下可以有各種增補、修改和替換。本領域技術人員應該理解，本發明在實際應用中可根據具體的環境和工作要求在不背離發明準則的前提下在形式、結構、佈局、比例、材料、元素、元件及其它方面有所變化。因此，在此披露之實施例僅說明而非限制，本發明之範圍由後附權利要求及其合法等同物界定，而不限於此前之描述。
    100‧‧‧直流/直流轉換器
    102‧‧‧變壓器
    104‧‧‧磁通量密度
    106‧‧‧控制信號
    200‧‧‧直流/直流轉換器
    202‧‧‧電容
    204‧‧‧電感
    206‧‧‧脈衝寬度調變信號(PWM)
    208‧‧‧變壓器
    210‧‧‧電感
    212‧‧‧整流器
    214‧‧‧負載
    300‧‧‧直流/直流轉換器
    304‧‧‧初級線圈
    306‧‧‧次級線圈
    312‧‧‧輸入端
    314‧‧‧輸出端
    330‧‧‧控制信號
    340‧‧‧控制電路
    342‧‧‧開關電路
    344‧‧‧轉換電路
    348‧‧‧回授電路
    400A、400B‧‧‧直流/直流轉換器
    402‧‧‧變壓器
    404‧‧‧初級線圈
    406‧‧‧次級線圈
    416‧‧‧第二電路、TON計時器
    418‧‧‧第一電路
    420‧‧‧TOFF計時器
    422‧‧‧壓控振盪器
    424‧‧‧第一信號
    426‧‧‧第二信號
    428‧‧‧誤差放大器
    500‧‧‧推挽式轉換器
    502‧‧‧變壓器電路
    504、508‧‧‧初級線圈
    506、510‧‧‧次級線圈
    600‧‧‧半橋式轉換器
    602‧‧‧變壓器電路
    604‧‧‧初級線圈
    606、608‧‧‧次級線圈
    700‧‧‧全橋式轉換器
    702‧‧‧變壓器電路
    704‧‧‧初級線圈
    706、708‧‧‧次級線圈
    800‧‧‧操作流程
    802~808‧‧‧步驟
    以下結合附圖和具體實施例對本發明的技術方法進行詳細的描述，以使本發明的特徵和優點更為明顯。其中：圖1為一種先前技術功率轉換器的電路示意圖。
    圖2A為另一種先前技術功率轉換器的電路示意圖。
    圖2B為另一種先前技術功率轉換器的輸出電壓與開關頻率的關係示意圖。
    圖3為根據本發明一個實施例的直流/直流轉換器的方塊圖。
    圖4A為根據本發明一個實施例的直流/直流轉換器的電路示意圖。
    圖4B為根據本發明一個實施例的直流/直流轉換器的電路示意圖。
    圖5為根據本發明一個實施例提供了推挽式轉換器的直流/直流轉換器的電路示意圖。
    圖6為根據本發明一個實施例提供了半橋式轉換器的直流/直流轉換器的電路示意圖。
    圖7為根據本發明一個實施例提供了全橋式轉換器的直流/直流轉換器的電路示意圖。
    圖8為根據本發明一個實施例的直流/直流轉換器的操作流程示意圖。
    312‧‧‧輸入端
    314‧‧‧輸出端
    344‧‧‧轉換電路
    340‧‧‧控制電路
    348‧‧‧回授電路
    400A‧‧‧直流/直流轉換器
    402‧‧‧變壓器
    404‧‧‧初級線圈
    406‧‧‧次級線圈
    416‧‧‧第二電路、TON計時器
    418‧‧‧第一電路
    420‧‧‧TOFF計時器
    422‧‧‧壓控振盪器
    424‧‧‧第一信號
    426‧‧‧第二信號
    428‧‧‧誤差放大器
    权利要求:
    Claims (20)
    [1] 一種功率轉換器的控制器，包括：一控制終端，提供一控制信號進而控制該功率轉換器，其中該控制信號之一週期包括一第一時間間隔和一第二時間間隔；以及一控制電路，耦接至該控制終端，在該第一時間間隔內增大流經一變壓器電路一初級線圈的一初級電流和增大流經該變壓器電路一次級線圈的一次級電流，在該第二時間間隔內終止該初級電流的增加，以及控制該第一時間間隔與提供給該初級線圈的一輸入電壓成反比。
    [2] 如申請專利範圍第1項的控制器，其中該控制信號控制該初級電流在該第一時間間隔內增加至一峰值，該峰值在該控制信號的複數個週期內保持基本不變。
    [3] 如申請專利範圍第1項的控制器，進一步包括：一開關，與該初級線圈串聯耦接其中該開關由該控制信號交替控制導通和斷開。
    [4] 如申請專利範圍第1項的控制器，其中，該控制電路包括一第一定時器，該第一定時器根據一觸發信號開始測量時間，根據該觸發信號將該控制信號控制至一第一位準，當該第一時間間隔終止時將該控制信號改變至一第二位準，以及控制該第一時間間隔與該輸入電壓成反比。
    [5] 如申請專利範圍第4項的控制器，其中，該控制電路進一步包括：一第二定時器，耦接至該第一定時器，該第二定時器根據該控制信號數值的變化開始測量時間，並當該第二時間間隔終止時產生該觸發信號。
    [6] 如申請專利範圍第5項的控制器，其中，當該功率轉換器的一輸出電壓大於一現有值時，該第二定時器增大該第二時間間隔；當該功率轉換器的該輸出電壓小於該現有值時，該第二定時器減小該第二時間間隔。
    [7] 如申請專利範圍第4項的控制器，其中，該控制電路進一步包括：一振盪器，耦接至該第一定時器，在一頻率上產生該觸發信號。
    [8] 如申請專利範圍第7項的控制器，其中，當該功率轉換器的一輸出電壓大於一現有值時，該振盪器將減小該頻率；當該功率轉換器的該輸出電壓小於該現有值時，該振盪器將增大該頻率。
    [9] 如申請專利範圍第1項的控制器，其中，該功率轉換器包括一轉換電路，該轉換電路可包括一順向式轉換器、一推挽式轉換器、一半橋式轉換器或者一全橋式轉換器。
    [10] 一種控制功率轉換器的方法，包括：利用一控制信號控制一變壓器電路，其中該控制信號之一週期包括一第一時間間隔和一第二時間間隔；在該第一時間間隔內增大流經該變壓器電路一初級線圈的一初級電流和增大流經該變壓器電路一次級線圈的一次級電流；在該第二時間間隔內終止該初級電流的增大；以及控制該第一時間間隔與提供給該初級線圈的一輸入電壓成反比。
    [11] 如申請專利範圍第10項的控制功率轉換器的方法，其中，增大該初級電流包括在該第一時間間隔內將該初級電流增大至一峰值。
    [12] 如申請專利範圍第11項的控制功率轉換器的方法，其中，控制該第一時間間隔包括控制該峰值在該控制信號的複數個週期內保持基本不變。
    [13] 如申請專利範圍第10項的控制功率轉換器的方法，其中，根據一觸發信號開始測量時間，該觸發信號將該控制信號控制至一第一位準；以及當該第一時間間隔終止時將該控制信號改變至一第二位準。
    [14] 如申請專利範圍第13項的控制功率轉換器的方法，進一步包括：當該控制信號之該週期終止時產生該觸發信號；當該功率轉換器的一輸出電壓大於一現有值時，將增大該週期；以及當該功率轉換器的該輸出電壓小於該現有值時，將減小該週期。
    [15] 一種功率轉換器，包括：一變壓器電路，包括一初級線圈和一次級線圈，在複數個週期內運行，其中該複數個週期中的一個週期包括一第一時間間隔和一第二時間間隔；以及一控制電路，耦接至該變壓器電路，在該第一時間間隔內增大流經該初級線圈的一初級電流和增大流經該次級線圈的一次級電流，在該第二時間間隔內終止增大該初級電流，以及控制該第一時間間隔與提供給該初級線圈的一輸入電壓成反比。
    [16] 如申請專利範圍第15項的功率轉換器，其中，在該第一時間間隔內該控制電路將該初級電流增加至一峰值，以及在該複數個週期內該峰值保持基本不變。
    [17] 如申請專利範圍第15項的功率轉換器，其中，耦接至該第二線圈的一電感，該電感在該第一時間間隔內儲能量並在該第二時間間隔內釋放能量。
    [18] 如申請專利範圍第15項的功率轉換器，其中，當該功率轉換器的一輸出電壓大於一現有值時，該控制電路將增大一第一觸發信號的一週期，並且當該功率轉換器的該輸出電壓小於該現有值時，將減小該第一觸發信號的該週期。
    [19] 如申請專利範圍第15項的功率轉換器，進一步包括：一開關，與該初級線圈串聯耦接，該開關由該控制電路交替控制導通和斷開。
    [20] 如申請專利範圍第15項的功率轉換器，進一步包括：一轉換電路，該轉換電路可包括一順向式轉換器、一推挽式轉換器、一半橋式轉換器或者一全橋式轉換器。
    类似技术:
    公开号 | 公开日 | 专利标题
    TWI487259B|2015-06-01|功率轉換器及其控制器和控制方法
    JP6004197B2|2016-10-05|電力変換器
    TWI566637B|2017-01-11|具有獨立控制之級聯升壓和反相降壓轉換器
    US8520420B2|2013-08-27|Controller for modifying dead time between switches in a power converter
    US5734564A|1998-03-31|High-efficiency switching power converter
    TWI474601B|2015-02-21|High conversion efficiency of the pulse mode resonant power converter
    US7019988B2|2006-03-28|Switching-type power converter
    US8233292B2|2012-07-31|Controllers, systems and methods for controlling power of light sources
    US20110051472A1|2011-03-03|Method and system for efficient power control with multiple modes
    TWI589106B|2017-06-21|開關電源及其開關控制器
    US8149601B2|2012-04-03|Adaptive slope compensation method for stabilizing a continuous conduction mode converter
    US9391523B2|2016-07-12|Controller with constant current limit
    JP5736772B2|2015-06-17|定電流電源装置
    Wei et al.2019|Comprehensive analysis and design of LLC resonant converter with magnetic control
    JP2009055712A|2009-03-12|多出力スイッチング電源装置
    CN110971107A|2020-04-07|开关电路的控制方法、控制电路及开关电路
    TWI459698B|2014-11-01|變頻模式轉換器及其調控方法
    JP2011083049A|2011-04-21|電圧変換装置
    JP5854400B2|2016-02-09|光源にパルス電力を供給するための変換器
    CN111654189B|2021-07-13|谐振式电源转换装置
    TWI524644B|2016-03-01|電力控制器以及控制光源的電力系統及方法
    JP6810150B2|2021-01-06|スイッチング電源装置および半導体装置
    KR101813778B1|2018-01-02|하이브리드 방식 led 전원장치
    Wuti et al.2012|Feedback compensator design for a two-switch forward converter
    KR20150086157A|2015-07-27|디시/디시 컨버터
    同族专利:
    公开号 | 公开日
    TWI487259B|2015-06-01|
    US20130016530A1|2013-01-17|
    KR20130009604A|2013-01-23|
    JP2013027301A|2013-02-04|
    IN2012DE00791A|2015-08-14|
    US8737099B2|2014-05-27|
    DE102012204060A1|2013-01-17|
    CN102882376A|2013-01-16|
    KR101301850B1|2013-08-29|
    CN102882376B|2016-03-30|
    引用文献:
    公开号 | 申请日 | 公开日 | 申请人 | 专利标题
    JPS6326626B2|1981-06-05|1988-05-31|Sanken Electric Co Ltd||
    DE3476307D1|1984-10-18|1989-02-23|Honeywell Bull Spa|Multiple output switching power supply|
    JPH0359667B2|1987-06-03|1991-09-11|Kokusai Electric Co Ltd||
    US5003454A|1990-01-09|1991-03-26|North American Philips Corporation|Power supply with improved power factor correction|
    DE4105464A1|1990-04-26|1991-10-31|Siemens Ag|Getakteter umrichter mit steuerung von folgefrequenz und einschaltdauer|
    US5173846A|1991-03-13|1992-12-22|Astec International Ltd.|Zero voltage switching power converter|
    KR940007716B1|1992-07-03|1994-08-24|삼성전자 주식회사|연속전류 제어형 p.f.c 회로|
    US5303138A|1993-04-29|1994-04-12|At&T Bell Laboratories|Low loss synchronous rectifier for application to clamped-mode power converters|
    EP0741447A3|1995-05-04|1997-04-16|At & T Corp|Method and device for controlling a synchronous rectifier converter circuit|
    JP2000511040A|1997-03-12|2000-08-22|コーニンクレッカフィリップスエレクトロニクスエヌヴィ|変換器、電源及びバッテリー充電器|
    KR100297340B1|1997-11-18|2001-10-26|이형도|비대칭플라이백컨버터|
    US6961253B1|1999-10-08|2005-11-01|Lambda Electronics|Drive circuits for synchronous rectifiers|
    US6545883B2|2001-05-07|2003-04-08|Artesyn Technologies, Inc.|Integrated boost-asymmetrical half-bridge converter|
    JP2004336944A|2003-05-09|2004-11-25|Canon Inc|電力変換装置及び太陽光発電システム|
    US7741827B2|2007-05-01|2010-06-22|Semiconductor Components Industries, Llc|Parameter control circuit including charging and discharging current mirrors and method therefor|
    US8897039B2|2007-06-12|2014-11-25|Bcd Semiconductor Manufacturing Limited|Method and system for pulse frequency modulated switching mode power supplies|
    JP5038841B2|2007-10-04|2012-10-03|コーセル株式会社|スイッチング電源装置|
    JP5280807B2|2008-11-17|2013-09-04|コーセル株式会社|スイッチング電源装置|
    US8125799B2|2009-10-23|2012-02-28|Bcd Semiconductor Manufacturing Limited|Control circuits and methods for switching mode power supplies|JP5926766B2|2014-01-17|2016-05-25|オーツー マイクロ， インコーポレーテッド|Ｄｃ／ｄｃコンバータ|
    JP6444980B2|2013-03-29|2018-12-26|フィリップス ライティング ホールディング ビー ヴィ|太陽／風力／水力エネルギーの電力変換|
    CN103780098B|2014-02-26|2017-01-11|矽力杰半导体技术有限公司|输出电压反馈电路、隔离式变换器和用于其的集成电路|
    DE102014220099A1|2014-10-02|2016-04-07|Osram Gmbh|Getakteter elektronischer Energiewandler|
    JP6443088B2|2015-01-30|2018-12-26|サンケン電気株式会社|スイッチング電源装置|
    US10256733B2|2015-09-30|2019-04-09|Apple Inc.|Tapped winding flyback converter for multiple output voltages|
    JP6632488B2|2016-07-20|2020-01-22|株式会社デンソーテン|制御装置およびａｄ変換制御方法|
    TWI623185B|2017-07-25|2018-05-01|偉詮電子股份有限公司|可提供不同輸出電壓之開關式電源供應器以及相關之電源控制器|
    US20200149095A1|2018-11-14|2020-05-14|Element Biosciences, Inc.|Low binding supports for improved solid-phase dna hybridization and amplification|
    US10704094B1|2018-11-14|2020-07-07|Element Biosciences, Inc.|Multipart reagents having increased avidity for polymerase binding|
    法律状态:
    2017-03-01| MM4A| Annulment or lapse of patent due to non-payment of fees|
    优先权:
    申请号 | 申请日 | 专利标题
    US13/184,327|US8737099B2|2011-07-15|2011-07-15|Controllers for power converters|
    [返回顶部]