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    • 专利摘要:
    一種DC/DC轉換器系統包括閘控制電路、一變壓器、一第二級及軟起動控制電路。該閘控制電路經組態以產生一第一及一第二閘控制信號，該等第一及第二閘控制信號經組態以分別斷開及閉合一反相器電路之第一開關及第二開關，以自一DC輸入信號產生一AC信號。該變壓器轉變該AC信號，且該第二級將該AC信號整流成一DC輸出信號。該軟起動控制電路產生用以在該第一開關之一第一循環之一初始部分(Td)期間使該第一開關之一閉合延遲的一信號。一種軟起動一DC/DC轉換器之方法包括產生第一及第二閘控制信號，及在Td期間使該第一開關之閉合延遲。
    公开号:TW201304371A
    申请号:TW101114764
    申请日:2012-04-25
    公开日:2013-01-16
    发明作者:Hang-Seok Choi
    申请人:Fairchild Semiconductor；
    IPC主号:H02M1-00
    专利说明:
    用以降低直流至直流轉換器中電流過衝之切換技術
    本發明係關於一種DC/DC轉換器系統，且更明確而言，係關於用於一諧振轉換器之同步整流器控制技術。
    本申請案主張2011年4月25日申請之美國臨時專利申請案第61/478,731號之權利，該申請案之全部揭示內容被以引用之方式併入本文中。
    本發明之一較佳實施例係關於一種直流至直流轉換器系統，該直流至直流轉換器系統包含：閘控制電路，其包括具有一第一開關及一第二開關之反相器電路，該閘控制電路經進一步組態以產生一第一閘控制信號及一第二閘控制信號，該第一閘控制信號及該第二閘控制信號經組態以分別斷開及閉合該第一開關及該第二開關，且自一DC輸入信號產生一AC信號；一變壓器，其經組態以轉變該AC信號；一第二級，其經組態以將該AC信號整流成一DC輸出信號；及軟起動控制電路，其經組態以產生用以在該第一開關之一第一循環之一初始部分(Td)期間使該第一開關之一閉合延遲的一信號。
    自與所主張之標的物一致的實施例之以下詳細描述，所主張之標的物之特徵及優點將顯而易見，應參看隨附圖式來考慮該描述。
    通常，本發明提供在軟起動操作期間對直流至直流轉換器之控制技術。在一控制技術中，產生抑制閘控制信號(INHIBIT)，用於至少部分地控制在起動期間直流至直流轉換器之反相器部分的開關中之一者(Q1)之導電狀態。詳言之，在開關Q1之第一切換循環之初始部分(Td)期間確證INHIBIT信號，以使開關Q1在第一循環期間保持斷開之時間比閘控制電路另外規定之時間長。結果，INHIBIT信號僅在開關Q1之第一循環期間減少開關Q1之作用時間循環，其減少直流至直流轉換器在起動後之電流過衝。
    在一實施例中，基於PFM電容器(PFMcap)之充電/放電、時脈信號(CLK)及運作信號(RUN)來產生INHIBIT信號。舉例而言，藉由對CLK_SUB信號與QSR_F/F信號進行及(AND)操作來產生INHIBIT信號。CLK_SUB信號係基於PFMcap之充電/放電。QSR_F/F信號係基於CLK信號、RUN信號及反相時脈信號(INV_CLK)。
    現在轉至圖1，大體說明根據本發明之各種實施例的DC/DC轉換器系統100之一實施例。DC/DC轉換器100包括電流控制之振盪器電路102、閘控制電路104、變壓器電路106、二級電路108及軟起動控制電路110。DC/DC轉換器系統100經組態以接收輸入DC電壓(Vin)並產生輸出DC電壓(Vout)。通常，可藉由開關Q1及Q2之相對於DC/DC轉換器系統100之諧振頻率(f0)的切換頻率(fs)來控制DC/DC轉換器系統100之增益。
    電流控制之振盪器電路102經組態以依序對脈衝頻率調變之電容器(PFMcap)充電及放電，使得PFMcap之電壓(VCT)在高電壓臨限值(VTH)與低電壓臨限值(VTL)之間振盪，例如，如三角形波形表示。如本文中所解釋，VCT之寬度經組態以基於Vout之回饋信息改變。第一比較器112及第二比較器114分別將VCT與VTH及VTL比較。此等比較器112、114之輸出設置及重設SR正反器116之Q輸出，藉此創造方形波信號。
    閘控制電路104包括反相器電路，其具有第一開關Q1及第二開關Q2。閘控制電路104亦經組態以至少部分地基於來自電流控制電路102之方形波信號來產生第一閘控制信號及第二閘控制信號(分別，VGS1及VGS2)。閘控制信號VGS1、VGS2經組態以分別斷開/閉合開關Q1及Q2，藉此控制變壓器電路106之諧振電容器CR的充電/放電。Vout可用作對電流控制之振盪器電路102之回饋，其中將Vout與參考電壓信號(Vref)比較以獲得恆定(或近乎恆定)之輸出電壓Vout。通常藉由PFMcap上之電壓與參考信號Vref之相交來判定閘驅動信號VSG1、VSG2之作用時閘循環(在PWM模式下)或頻率(在PFM模式下)。
    在DC/DC轉換器之起動期間，變壓器電路106之初級側(例如，諧振槽電路)上之電流Ip可突增。更特定言之，由於諧振電容器CR一開始經放電，所以在初始切換期間開關Q1需要非常窄之接通時間以防止諧振電流Ip之過衝。初級側電流Ip之過衝可使過電流保護電路(若提供了該電路)跳脫及/或造成可聞噪聲。雖然有時可使用高初始切換頻率來管理過衝，但高初始切換頻率可能對振盪器設計產生高的負擔，其可導致振盪器設計非常複雜、昂貴及/或佔據大量電路板空間。
    與本發明之至少一實施例一致，軟起動控制電路110經組態以減少及/或消除DC/DC轉換器系統100中之電流過衝，且不會招致對振盪器設計之高需求。通常，軟起動控制電路110經組態以產生INHIBIT信號(且最終，如本文中論述之反相INHIBIT信號)，該信號當由閘控制電路104接收到時經組態以在開關Q1之第一循環之初始部分Td期間延遲開關Q1之閉合，藉此僅在第一循環期間減少開關Q1之作用時間循環。結果，與其它技術相比，振盪器可經組態以在起動期間在較低之初始操作頻率下操作(例如(但不限於)在起動期間振盪器之正常操作頻率)，藉此減少對振盪器設計之負擔，同時亦減少及/或消除電流Ip之過衝。
    更特定言之，軟起動控制電路110包括時序區塊122、第一正反器124、第二正反器126、比較器128、AND閘130及反相器132。以下描述應依據圖2至圖7來理解，該等圖說明圖1中論述的各種信號之時序圖。在起動後，時序區塊122經組態以在預定時間量Ti內產生INITIALIZE信號(圖2)。。INITIALIZE信號使開關134閉合以將節點N1處之電壓下拉，以產生回饋電壓條件之樣本。在Ti之後，時序區塊122停止產生INITIALIZE，並開始產生RUN信號。第一正反器124(例如，D正反器)經組態以基於RUN信號及來自CLK之CLK信號產生GATE_CNTRL信號(圖3)。更特定言之，當RUN及CLK信號兩者均為HIGH時，第一正反器124經鎖存為HIGH。
    第二正反器126(例如，SR正反器)經組態以基於GATE_CNTRL及反相時脈信號INV_CLK(其為CLK信號之反相形式)產生QSR_F/F信號。QSR_F/F信號為在開關Q1之第一週期期間具有高值且其後經鎖存為低之方形信號。更特定言之，當GATE_CNTRL信號升高時產生QSR_F/F信號，且當INV_CLK信號升高時QSR_F/F信號經鎖存為低(圖4)。
    比較器128經組態以基於VCT(來自PFMcap)及VTH與VTL之平均值(即，(VTH+VTL)/2)產生CLK_SUB信號。舉例而言，分別在比較器128之反相輸入及非反相輸入處接收VCT及(VTH+VTL)/2。當VCT小於(VTH+VTL)/2時，比較器128之輸出變高，以產生CLK_SUB信號(圖5)。
    AND閘130經組態以基於CLK_SUB信號及QSR_F/F信號產生INHIBIT信號。僅在開關Q1之第一循環之初始部分Td期間，INHIBIT信號為HIGH。舉例而言，AND閘130經組態以當CLK_SUB信號及QSR_F/F信號兩者均為HIGH時產生INHIBIT信號。因為QSR_F/F信號僅在開關Q1之第一時脈循環期間為HIGH，所以INHIBIT僅在Td期間為HIGH。INHIBIT信號由反相器132接收。反相器132經組態以藉由使INHINIT信號反相而產生INV_INHIBIT信號。因此，除了在Td期間(此時，INV_INHIBIT為LOW)以外，INV_INHIBIT信號始終為HIGH。
    閘控制電路104接收INV_INHIBIT且經組態以在Td期間延遲開關Q1之閉合(即，在Td期間確證INV_INHIBIT以使開關Q1在Td期間保持斷開之時間比閘控制電路104另外規定之時間長)，藉此在開關Q1之第一循環期間減少開關Q1之作用時間循環，且減少及/或消除初級側電流Ip之過衝。舉例而言，閘控制電路104包括與第一開關Q1相關聯之第一AND閘136及與第二開關Q2相關聯之第二AND閘138。第一AND閘136經組態以接收SR正反器116之輸出信號、先斷後通(brake-before-make)信號(基於SR正反器116之輸出信號)、GATE_CNTRL信號及INV_INHIBIT信號。因為INV_INHIBIT信號在Td期間為LOW，所以第一AND閘136之輸出為LOW，且開關Q1在Td期間保持斷開。藉由調整INV_INHIBIT信號之寬度，可調整在閉合開關Q1時之延遲(即，開關Q1在開關Q1之第一循環之初始部分期間保持斷開的時間長度)。
    因為INV_INHIBIT信號在Td後保持HIGH，所以至第一AND閘136的剩餘信號(即，SR正反器116之輸出信號、先斷後通信號及GATE_CNTRL信號)中之一或多者控制Td後開關Q1之操作。因而，開關Q1除了在Td期間外在所有時間均正常操作，而在Td期間，作為由軟起動控制電路110產生的INHIBIT信號之結果，開關Q1保持斷開。因此，軟起動控制電路110經組態以僅在開關Q1之第一循環期間減少開關Q1之作用時間循環，藉此減少及/或消除起動後初級側電流Ip之過衝。
    現在轉至圖8，大體說明與在起動期間具有200 kHz之初始頻率之已知DC-DC轉換器一致的若干圖。如可看出，VGS1及VGS2之寬度隨時間實質上恆定。結果，初級側電流Ip突增(見圓圈區域)至大致+3，且諧振電容器CR之電壓突增至超過大致400。此外，DC/DC轉換器之輸出電壓Vout幾乎在起動後立即開始上升。
    相比之下，在圖9中大體說明與本發明之DC/DC轉換器100一致的若干圖。類似於圖8，圖9之DC/DC轉換器100亦具有200 kHz之初始操作頻率。一開始轉至說明VGS1及VGS2之圖，可看出，與圖8中之VGS1相比，在開關Q1之第一循環期間，VGS1具有減小之寬度(即，減小之作用時間循環)。另外，圖9中之初級側電流Ip僅達到+2，且諧振電容器CR之電壓僅達到大致300。DC/DC轉換器100之輸出電壓Vout並不在起動後開始上升至0.0005秒。因此，與本發明一致的軟起動電路110減小。
    術語「開關」可體現為MOSFET開關(例如，個別NMOS及PMOS元件)、BJT開關及/或此項技術中已知之其它切換電路。此外，如在本文中之任何實施例中使用之電路可(例如)單獨或以任何組合形式包含固線式電路、可程式化電路、狀態機電路及/或包括於較大系統中之電路，例如，可包括在積體電路中之元件。
    根據一態樣，本發明之特徵可在於一種DC/DC轉換器系統，其包括閘控制電路、變壓器、第二級及軟起動控制電路。閘控制電路包括反相器電路，其具有一第一開關及一第二開關。閘控制電路經進一步組態以產生第一閘控制信號及第二閘控制信號，該等信號經組態以分別斷開及閉合第一開關及第二開關，且自DC輸入信號產生AC信號。變壓器經組態以轉變AC信號，且第二級經組態以將AC信號整流成DC輸出信號。軟起動控制電路經組態以產生用以在第一開關之第一循環之初始部分(Td)期間使第一開關之閉合延遲的信號。
    根據另一態樣，本發明之特徵可在於一種軟起動一直流至直流轉換器之方法。該方法包括產生第一閘控制信號及第二閘控制信號，該等信號經組態以分別斷開及閉合反相器電路之第一開關及第二開關；及在第一開關之第一循環之初始部分(Td)期間使第一開關之閉合延遲。
    本文中已使用之術語及表達用作描述而非限制之術語，在使用此等術語及表達時並不意欲排除所展示及描述之特徵(或其部分)之任何等效物，且應認識到，在申請專利範圍之範疇內，各種修改係可能的。因此，申請專利範圍意欲涵蓋所有此等等效物。本文中已描述各種特徵、態樣及實施例。如熟習此項技術者將瞭解，該等特徵、態樣及實施例易受相互組合以及易受變化及修改。因此，本發明應被視為涵蓋此等組合、變化及修改。
    100‧‧‧DC/DC轉換器系統
    102‧‧‧振盪器電路
    104‧‧‧閘控制電路
    106‧‧‧變壓器電路
    108‧‧‧二級電路
    110‧‧‧軟起動控制電路
    112‧‧‧第一比較器
    114‧‧‧第二比較器
    116‧‧‧SR正反器
    122‧‧‧時序區塊
    124‧‧‧第一正反器
    126‧‧‧第二正反器
    128‧‧‧比較器
    130‧‧‧AND閘
    132‧‧‧反相器
    134‧‧‧開關
    136‧‧‧第一AND閘
    138‧‧‧第二AND閘
    CR‧‧‧諧振電容器
    N1‧‧‧節點
    Q1‧‧‧第一開關
    Q2‧‧‧第二開關
    圖1說明根據本發明之各種實施例的一直流至直流轉換器系統；圖2至圖7說明根據本發明之一實施例的各種信號之時序圖；圖8說明在起動期間與已知直流至直流轉換器相關聯之各種操作參數；及圖9說明在起動期間與與本發明一致的直流至直流轉換器相關聯之各種操作參數。
    雖然實施方式參照說明性實施例來進行，但其許多替代方案、修改及變化將為熟習此項技術者顯而易見。
    100‧‧‧DC/DC轉換器系統
    102‧‧‧振盪器電路
    104‧‧‧閘控制電路
    106‧‧‧變壓器電路
    108‧‧‧二級電路
    110‧‧‧軟起動控制電路
    112‧‧‧第一比較器
    114‧‧‧第二比較器
    116‧‧‧SR正反器
    122‧‧‧時序區塊
    124‧‧‧第一正反器
    126‧‧‧第二正反器
    128‧‧‧比較器
    130‧‧‧AND閘
    132‧‧‧反相器
    134‧‧‧開關
    136‧‧‧第一AND閘
    138‧‧‧第二AND閘
    CR‧‧‧諧振電容器
    N1‧‧‧節點
    Q1‧‧‧第一開關
    Q2‧‧‧第二開關
    权利要求:
    Claims (20)
    [1] 一種直流至直流轉換器系統，其包含：閘控制電路，其包括具有一第一開關及一第二開關之反相器電路，該閘控制電路經進一步組態以產生一第一閘控制信號及一第二閘控制信號，該第一閘控制信號及該第二閘控制信號經組態以分別斷開及閉合該第一開關及該第二開關，且自一DC輸入信號產生一AC信號；一變壓器，其經組態以轉變該AC信號；一第二級，其經組態以將該AC信號整流成一DC輸出信號；及軟起動控制電路，其經組態以產生用以在該第一開關之一第一循環之一初始部分(Td)期間使該第一開關之一閉合延遲的一信號。
    [2] 如請求項1之直流至直流轉換器系統，其進一步包含電流控制之振盪器電路，該電流控制之振盪器電路經組態以依序對一脈衝頻率調變之電容器(PFMcap)充電及放電，使得PFMcap之電壓(VCT)按三角形波形在一高電壓臨限值(VTH)與一低電壓臨限值(VTL)之間振盪。
    [3] 如請求項2之直流至直流轉換器系統，其中該軟起動控制電路經進一步組態以基於該VCT信號、一時脈信號(CLK)及一運作信號(RUN)產生用以延遲該第一開關之該閉合的該信號。
    [4] 如請求項3之直流至直流轉換器系統，其中該軟起動控制電路進一步包含一時序區塊，該時序區塊經組態以在該直流至直流轉換器系統之起動後在一預定時間量(Ti)內產生一初始化信號(INITIALIZE)，該時序區塊經進一步組態以在Ti後產生該RUN信號。
    [5] 如請求項4之直流至直流轉換器系統，其中該軟起動控制電路進一步包含一第一正反器，該第一正反器經組態以基於該RUN信號及該CLK信號產生一GATE_CNTRL信號。
    [6] 如請求項5之直流至直流轉換器系統，其中該第一正反器包含一D正反器，該D正反器經組態以在該RUN信號及該CLK信號兩者為HIGH時經鎖存為HIGH。
    [7] 如請求項5之直流至直流轉換器系統，其中該軟起動控制電路進一步包含一第二正反器，該第二正反器經組態以基於該GATE_CNTRL及一反相時脈信號(INV_CLK)產生一QSR_F/F信號。
    [8] 如請求項7之直流至直流轉換器系統，其中該第二正反器包含一SR正反器，該SR正反器經組態以當該GATE_CNTRL信號上升時產生該QSR_F/F信號，且當INV_CLK信號上升時經鎖存為低。
    [9] 如請求項7之直流至直流轉換器系統，其中該QSR_F/F信號為在該開關Q1之該第一週期期間具有一高值且其後經鎖存為低之一方形信號。
    [10] 如請求項7之直流至直流轉換器系統，其中該軟起動控制電路進一步包含一比較器，該比較器經組態以基於該VCT信號及(VTH+VTL)/2產生一CLK_SUB信號。
    [11] 如請求項10之直流至直流轉換器系統，其中VCT及(VTH+VTL)/2分別接收於該比較器之反相輸入及非反相輸入處，且其中當該VCT信號小於(VTH+VTL)/2時，比較器之一輸出變高以產生該CLK_SUB信號。
    [12] 如請求項10之直流至直流轉換器系統，其中該軟起動控制電路進一步包含一AND閘，該AND閘經組態以基於該CLK_SUB信號及該QSR_F/F信號產生一INHIBIT信號，其中該INHIBIT信號僅在該第一開關之該第一循環之該初始部分Td期間為HIGH。
    [13] 如請求項10之直流至直流轉換器系統，其中該AND閘經組態以當該CLK_SUB信號及該QSR_F/F信號兩者均為HIGH時產生該INHIBIT信號，且其中該QSR_F/F信號僅在開關Q1之該第一時脈循環期間為HIGH。
    [14] 如請求項12之直流至直流轉換器系統，其進一步包含一反相器，該反相器經組態以產生一INV_INHIBIT信號，該INV_INHIBIT信號為該INHIBIT信號之反相形式，該INV_INHIBIT信號除了Td期間之外始終為HIGH，而在Td時，INV_INHIBIT為LOW。
    [15] 如請求項14之直流至直流轉換器系統，其中該INV_INHIBIT信號經對照該閘控制電路確證以在Td期間延遲該第一開關之該斷開。
    [16] 如請求項15之直流至直流轉換器系統，其中該閘控制電路進一步包含與該第一開關Q1相關聯之一第一AND閘，該第一AND閘經組態以接收來自該電流控制之振盪器電路之一信號、一先斷後通信號、該GATE_CNTRL信號及該INV_INHIBIT信號，其中在Td期間該第一AND閘之一輸出為LOW，此係因為該INV_INHIBIT信號在Td期間為LOW。
    [17] 一種軟起動一直流至直流轉換器之方法，該方法包含：產生一第一閘控制信號及一第二閘控制信號，該第一閘控制信號及該第二閘控制信號經組態以分別斷開及閉合一反相器電路之一第一開關及一第二開關；及在該第一開關之一第一循環之一初始部分(Td)期間延遲該第一開關之一閉合。
    [18] 如請求項17之方法，其中在Td期間該第一開關之該延遲僅在該第一循環期間減少該第一開關之作用時間循環。
    [19] 如請求項18之方法，其進一步包含：依序對一脈衝頻率調變之電容器(PFMcap)充電及放電，使得PFMcap之電壓(VCT)按三角形波形在一高電壓臨限值(VTH)與一低電壓臨限值(VTL)之間振盪；基於該VCT信號、一時脈信號(CLK)及一運作信號(RUN)產生用以延遲該第一開關之該閉合的一信號。
    [20] 如請求項18之方法，其中該第二閘控制信號在Td期間控制該第二開關。
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    引用文献:
    公开号 | 申请日 | 公开日 | 申请人 | 专利标题
    TWI736115B|2020-01-22|2021-08-11|康舒科技股份有限公司|整合式驅動模組|JP3547837B2|1995-03-31|2004-07-28|ミネベア株式会社|インバ−タ装置|
    JPH1132481A|1997-07-08|1999-02-02|Media Technol:Kk|スイッチングレギュレータ|
    JP2000287439A|1999-01-26|2000-10-13|Toyota Autom Loom Works Ltd|Ｄｃ／ｄｃコンバータおよびその制御回路|
    US6018467A|1999-07-28|2000-01-25|Philips Electronics North America Corporation|Resonant mode power supply having an efficient low power stand-by mode|
    US6154375A|1999-10-08|2000-11-28|Philips Electronics North America Corporation|Soft start scheme for resonant converters having variable frequency control|
    US6404176B1|2001-07-31|2002-06-11|Hewlett-Packard Company|Push-pull auto transformer|
    US6937483B2|2002-01-16|2005-08-30|Ballard Power Systems Corporation|Device and method of commutation control for an isolated boost converter|
    JP4228229B2|2004-09-30|2009-02-25|サンケン電気株式会社|直流電源装置|
    US7099163B1|2005-11-14|2006-08-29|Bcd Semiconductor Manufacturing Limited|PWM controller with constant output power limit for a power supply|
    JP4797637B2|2006-01-16|2011-10-19|サンケン電気株式会社|共振型スイッチング電源装置|
    TWI340527B|2006-08-17|2011-04-11|Delta Electronics Inc|Resonant converter and burst mode starting method thereof|
    US7313004B1|2006-12-21|2007-12-25|System General Corp.|Switching controller for resonant power converter|
    US7755914B2|2007-03-29|2010-07-13|Flextronics Ap, Llc|Pulse frequency to voltage conversion|
    TWI340528B|2007-04-03|2011-04-11|Delta Electronics Inc|Resonant converter system and controlling method thereof having relatively better efficiency|
    KR101727290B1|2007-07-27|2017-04-27|페어차일드코리아반도체 주식회사|컨버터 및 그 구동 방법|
    KR101471133B1|2008-01-31|2014-12-09|페어차일드코리아반도체 주식회사|공진형 컨버터|
    US8605462B2|2009-01-16|2013-12-10|System General Corporation|Switching circuit for primary-side regulated resonant power converters|
    US8385087B2|2009-09-17|2013-02-26|Linear Technology Corporation|Extending achievable duty cycle range in DC/DC forward converter with active clamp reset|
    CN101741233B|2009-11-16|2012-05-23|无锡芯朋微电子有限公司|一种数模转换控制的dc-dc开关电源软启动电路|
    JP5394213B2|2009-11-27|2014-01-22|オリジン電気株式会社|直列共振型コンバータ回路|
    US8804377B2|2009-12-28|2014-08-12|Stmicroelectronics S.R.L.|Charge-mode control device for a resonant converter|
    US8018740B2|2010-01-07|2011-09-13|Texas Instruments Incorporated|LLC soft start by operation mode switching|
    US8456868B2|2010-04-30|2013-06-04|Infineon Technologies Ag|Controller for a resonant switched-mode power converter|
    CN101895201B|2010-07-23|2015-06-10|中兴通讯股份有限公司|Llc串联谐振变换器及其驱动方法|CN103378718B|2012-04-20|2015-07-15|中国科学院电子学研究所|一种多模式降压型dc-dc转换器片内软启动电路|
    US9106149B2|2012-12-28|2015-08-11|Fairchild Semiconductor Corporation|Start-up circuitry|
    CN108573790A|2017-03-08|2018-09-25|天津工业大学|基于igbt控制的单相节能型三角形脉冲磁场发生器|
    US10840893B2|2017-04-24|2020-11-17|Drive Cjsc|Apparatus for generating high pulse voltage|
    CN112769323A|2020-12-30|2021-05-07|深圳市皓文电子有限公司|同步整流软启动的实现方法|
    法律状态:
    优先权:
    申请号 | 申请日 | 专利标题
    US201161478731P| true| 2011-04-25|2011-04-25||
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