検出装置

专利摘要:
高周波検出器装置（１）は検出器回路を有しており、ここでは、入力信号の基本波が消える、ブランチライン結合器の入力ゲートが、２つのショットキーダイオード（４、５）のバイアス電圧ＶＤＣを入力結合するために使用され、高周波技術で、線路インピーダンス（Ｚ０）の抵抗（Ｒ０）と接続されている。ブランチライン結合器（７）の位相がシフトされている２つの出力側（８、９）は、整合線路（１９、２０）を介して２つの検出器ダイオード（４、５）へつながり、検出器ダイオード（４、５）の後方で再び合成されている。合成されたこの信号は、後置接続されたローパスフィルタ（３４）を介して、検出器出力側（３）へ導かれる。補償回路（２１）は、検出器ダイオード（４、５〜の温度ドリフトを補償するために少なくとも１つの付加的なダイオード（２２、２４）を有しており、このダイオードは検出器ダイオード（４、５）にと同じように構成されている。
公开号:JP2011514533A
申请号:JP2011500115
申请日:2009-03-17
公开日:2011-05-06
发明作者:ヒュルスマン アクセル
申请人:フラウンホーファー−ゲゼルシャフト ツル フェルデルング デル アンゲヴァンテン フォルシュング エー ファウＦｒａｕｎｈｏｆｅｒ−Ｇｅｓｅｌｌｓｃｈａｆｔ ｚｕｒ Ｆｏｅｒｄｅｒｕｎｇ ｄｅｒ ａｎｇｅｗａｎｄｔｅｎ Ｆｏｒｓｃｈｕｎｇ ｅ．Ｖ．；
IPC主号:G01R29-08

专利说明:

[0001] 本発明は、周波数領域における高周波信号用の検出装置に関し、殊に、有利には広帯域の高周波信号検出装置または有利には広帯域の高周波検出器に関する。この検出器は少なくとも１つの検出器入力側と、少なくとも１つの検出器出力側と、少なくとも１つの検出器ダイオードを有する。さらに本発明は、周波数帯域における高周波信号のパワー測定方法に関する。]
[0002] 高周波とは、一般的に、３ＭＨｚを越える周波数であると理解される。]
[0003] マイクロ波のパワー測定のためにショットキーダイオードを使用することが知られている。]
[0004] 例えばＵＳ５３９４１５９号は、ダイオード検出器を示している。これはストリップ導体アンテナ内に組み込まれている。ここで、検出器の調整はパッチアンテナの幾何学的形状を整合させることによって行われる。]
[0005] さらに、ＵＳ４７９１３８０号から、高周波信号用検出集積回路が既知である。これは、対で調整されたダイオードによって形成される。ここでこのダイオードは、共通の基板上に被着されている。これは、温度に反応する帰還結合回路によって加熱される。]
[0006] ＵＳ４０００４７２号から、エンベロープ検出器が知られている。この検出器は標準の電圧ダブラエンベロープ検出器を有しており、その線形の作動領域は定常電流によって拡大され、ここでは電圧アタッチメントが、温度ドリフト補償によって安定される。]
[0007] 検出されるべき電磁波の周波数が高くなるとともに、良好な出力整合が重要になる。このために、ダイオードの入力側に整合回路網が設けられる。この場合には最適なインピーダンスマッチングは典型的に、特定の周波数のもとでしか実現されない。従って、狭帯域の周波数領域の外側では、マイクロ波パワーの一部が反射され、これによって、誤った測定が行われてしまう。このような測定は相応する較正によって補償されるが、使用領域は制限されてしまう。]
[0008] ＵＳ４８７３４８４号から、共通のノードを有している、３つの切り換え分路を備えた出力センサが既知である。ここでは１つの同軸出力側で０〜＋３０ｄＢｍの領域における出力測定が実施され、別の同軸出力側で−５０ｄＢｍ〜０ｄＢｍの領域における出力測定が実施される。従ってこの出力センサは、拡張されたパワー領域において駆動される。]
[0009] ＤＥ１０２９５９６４Ｔ５号から、広い検出領域を備えたパワー検出器が公知である。ここでは、第１のパワー検出器が第１の分路に接続され、第２のパワー検出器が第２の分路に接続されている。ここでこの第１および第２のパワー検出器は、動的な領域の種々異なる下方領域に対して較正される。]
[0010] ＵＳ２００６／０１６０５０１号から、自動同調式のマッチング回路を備えた、調整可能なマイクロ波機器が公知である。ここでダイナミックインピーダンスマッチング回路網が、入力側でのエラーマッチングを特定するために設けられている。]
[0011] ＵＳ２００５／０２７０１２３Ａ１号から、改善された位相シフト特徴を備えている電子位相反射器が公知である。ここでは２つのバラクタダイオードが、アース基準ポテンシャルと接続されている。]
[0012] 本発明の課題は、検出器入力側でのパワーマッチングが改善されている、冒頭に記載した様式の検出装置を提供することである。]
[0013] 上述の課題は本願発明では次のことによって解決される。すなわち、検出器装置の検出器入力側が、ブランチライン結合器の第１の入力側と電気的に接続されており、第１の検出器ダイオードが、ブランチライン結合器の第１の出力側と検出器出力側の間に配置されており、第２の検出器ダイオードが、ブランチライン結合器の第２の出力側と検出器出力側との間に配置されていることによって解決される。有利には検出器ダイオードはそれぞれ順方向において、ブランチライン結合器の各出力側と検出器出力側との間に配置されている。すなわち、それぞれ自身の入力側でもって、ブランチライン結合器の該当する出力側と電気的に接続されており、自身の出力側でもって、検出器出力側と電気的に接続されている。ブランチライン結合器とは一般的に四極カプラであって、ここでは入力ゲートで、基本波が事前に選択された周波数に関して消去される。検出器出力側は、一端子または多端子の接続端子を有することができる。ここではダイオードの出力側電圧信号が分離されて、または組み合わされて検出される。本発明では有利には、検出器ダイオードのパワーマッチングのために、本来の目的を離れて流用されたブランチライン結合器が、広帯域のパワーマッチングを行う。従って、ショットキー検出器を、電磁ビームの広帯域パワー測定のために使用することができる。これは、突出した線形性と応答性を、ＴＨｚ領域まで有している。本発明は殊に、ＴＨｚ波までのマイクロ波の領域における結像システムでの使用に適している。これはＴＨｚ分光学、レーダ、放射分析、並びに電磁ビームのパワー測定一般のための使用である。殊にこれはマイクロ波領域、ミリメータ波領域およびサブミリメータ波領域において行われる。]
[0014] ＵＳ４８７３４８４号、ＤＥ１０２９５９６４Ｔ５号、ＵＳ２００６／０１６０５０１Ａ１号およびＵＳ２００５／０２７０１２３Ａ１号に記載されている既知の装置は、拡張された出力領域を開発するためのものであるが、本発明は、パワー測定用の拡張された周波数領域を提供する。]
[0015] 従って本発明の検出器装置は有利には、１ＧＨｚを越える周波数領域における信号を検出するために使用可能である。これは例えばＷバンド、７５〜１１０ＧＨｚまたはそれ以上またはＤバンド、１１０〜１７０ＧＨｚの周波数領域である。]
[0016] 本発明の１つの構成では、検出器出力側で、第１の検出器ダイオードの出力側での信号と、第２の検出器ダイオードの出力側での信号とを合成したものが供給される。この合成された信号は検出器出力側で有利には電圧降下として、高オーム抵抗を介して測定される。これによって有利にはブランチ結合器の出力信号の位相シフトが、検出器装置の調波の付加的な平滑化および低減に使用される。２つの信号を合成することは、別個のデジタル化およびこれに続く加算によって行われる。しかし特に簡単な回路構成が次のような場合に得られる。すなわち、第１の検出器ダイオードの出力側と第２の検出器ダイオードの出力側が電気的に接続されており、共に、検出器出力側に導かれる場合である。]
[0017] 本発明の１つの構成では、前記周波数領域は少なくとも中心周波数によって特徴付けされ、ブランチライン結合器のアームがそれぞれ次のような長さを有している。すなわち、検出器装置の中心周波数の波長の８分の１を上回り、かつ検出器装置の中心周波数の波長の２分の１を下回る長さを有しており、殊に、中心周波数の波長の約４分の１の長さを有している。ここからの１０％の偏差は依然として、検出器入力側での突出した出力マッチングをもたらす。この中心周波数は有利には、周波数領域の限界周波数の数学的な平均値または幾何学形状的な平均値によって定められる。有利にはこの周波数領域は、周波数目盛りの連続している区間である。]
[0018] パワーマッチングの広帯域性は次のことによって高められる。すなわち、ブランチライン結合器のアームの長さが相互に離調されることによって高められる。すなわち中心周波数の波長の４分の１の値から、異なる方向へ、かつ異なる値だけ相違する。]
[0019] 本発明の１つの構成では、第１の入力側と第２の入力側との間のブランチ結合器のアームおよび／または第１の出力側と第２の出力側との間のブランチ結合器のアームはインピーダンス値を有する。このインピーダンス値はそれぞれ、検出器入力側のインピーダンス値の半分と１と２分の１倍との間であり、殊に、ほぼこれに等しい。有利には、２つのアーム、すなわち入力ゲートのアームと、出力ゲートのアームは等しいインピーダンス値を有している。この値は、検出器入力側のインピーダンスと等しい。しかし１０％までの偏差、むしろ２０％までの偏差、およびこの値よりも大きい偏差の場合にも依然として非常に良好な広帯域パワーマッチング特性が得られる。]
[0020] 本発明の１つの実施形態では、第１の入力側と第１の出力側との間のブランチライン結合器のアームおよび／または第２の入力側と第２の出力側との間のブランチライン結合器のアームはインピーダンス値を有する。この値はそれぞれ、検出器入力側のインピーダンス値の半分よりも高く、検出器入力側のインピーダンス値よりも低く、殊に、検出器入力側のインピーダンス値の約７０％である。有利には、これらの上述した２つのアームは同じインピーダンス値で構成されている、および／または、検出器入力側のインピーダンス値の１／√２倍のインピーダンス値が実現される。ここで、これとの１０％までの偏差およびより大きい偏差によって依然として非常に良好な広帯域パワーマッチングが実現される。]
[0021] 本発明の１つの実施形態では、ブランチライン結合器の第２の入力側が、電圧源、有利には直流電圧源から給電される。従って、ブランチライン結合器で入力信号の基本波が消去され、パワー抵抗によって終了する、結合器の入力側ゲートが、２つの検出器ダイオードのバイアス電圧の入力結合のために使用される。供給されたバイアス電圧によって、検出器ダイオードの動作点が、検出器装置の最適な作動に対して有利に選択される。負のバイアス電圧を供給する場合には、検出器ダイオードはそれぞれ阻止方向において、ブランチライン結合器の各出力側と検出器出力側との間に配置され、作動可能である。すなわち、それぞれ自身の出力側でもって、ブランチライン結合器の該当する出力側と電気的に接続されており、自身の入力側でもって、検出器出力側と電気的に接続されている。]
[0022] 各場合において、検出器ダイオードは電圧源に関して順方向において接続される。すなわち、正極に対する入力側によって接続される、ないしは、負極に対する出力側によって接続される。ここでは、正の電圧源での場合のように、電圧源が検出器ダイオードの配置のために操作されない場合である。]
[0023] 検出器入力側での反射を低減するために、ブランチライン結合器の第２の入力側に終端抵抗を設けることが可能である。この終端抵抗の値は、入力側回路網の高周波特性インピーダンスと等しい。有利にはこの抵抗は、検出器ダイオードのバイアス電圧のための直流電圧源と、ブランチライン結合器の第２の入力側との間に直列に配置されている。しかし、検出器装置の設計および使用領域に応じて、バイアス電圧は必要ではない。入力側回路網は、検出器入力側に接続されている回路網である。このような入力側回路は例えば、アンテナおよび／または増幅段を含んでいる。従って、ブランチライン結合器の第２の入力側での整合抵抗によって、高い周波数用の検出器入力側がこの波抵抗によって終端する。]
[0024] 次のような場合に、ブランチライン結合器での検出器ダイオードの改善されたマッチングが実現される。すなわち、ブランチライン結合器の第１の入力側と、第１の検出器ダイオードとの間の電気的な接続線路および、ブランチライン結合器の第２の出力側と第２の検出器ダイオードとの間の電気的な接続線路がそれぞれ次のようなインピーダンス値を有している場合である。このインピーダンス値は検出器入力側のインピーダンス値よりも高く、検出器入力側のインピーダンスの２倍よりも低く、殊に、検出器入力側のインピーダンス値のほぼ１．４倍である。ここで、非常に良好な整合特性は、検出器入力側のインピーダンス値の√２倍からの、１０％までの偏差、むしろ２０％までの偏差の場合にも得られる。]
[0025] 動作特性を改善するため、殊に温度変動を補償するために、検出器装置が補償回路を有することができる。この補償回路は電圧源によって給電され、この補償回路は少なくとも１つの第３のダイオードを有している。第１の検出器ダイオードおよび／または第２の検出器ダイオードとともに、この少なくとも１つの第３のダイオードは共通のチップの上に構成され、この第３のダイオードは順方向において、電圧源と補償出力側との間に配置されている。すなわち第３のダイオードの入力側は、電圧源の電圧を案内する出力側と接続されており、第３のダイオードの出力側は補償出力側と電気的に接続されている。有利には、この第３のダイオードはそれのみでまたは別のダイオードと共に次のように構成されている。すなわち、第１の検出器ダイオードおよび第２の検出器ダイオードの温度特性が個別にまたは共に模造されるように構成されている。従ってこの第３のダイオードは補償ダイオードとして使用可能である。]
[0026] 第１および第２の検出器ダイオードの特性の、温度によって生じる変動は次の場合に特に効果的に補償される。すなわち、補償回路が第４のダイオードを有している場合、およびこの第４のダイオードが第３のダイオードと並列に接続されている場合および第１、第２、第３および第４のダイオードが同じ構成で、１つの共通のチップの上に構成されている場合である。これによって有利には、第３および第４のダイオードが、第１および第２の検出器ダイオードと同じ温度レベルにあることが実現される。ここではこの補償回路が温度特性を示し、これは第１および第２の検出器ダイオードの温度特性と同一である。複数のダイオードの同じ構成とは、殊に、ダイオードにおける半導体移行領域の面積が等しいおよび／または幾何学的形状が等しいおよび／または材料が等しい構成のことである。従って第４のダイオードも、第３のダイオードのように、補償ダイオードとして使用可能である。]
[0027] 検出器装置の出力信号のさらなる平滑化は、次のような場合に実現される。すなわち、第１および第２の検出器ダイオードと検出器出力側との間にローパスフィルタが配置されている場合である。有利にはこのローパスフィルタは抵抗を含んでいる。この抵抗の抵抗値は、ブランチライン結合器の第２の入力側での終端抵抗の抵抗値よりも少なくとも２オーダ大きく、検出器ダイオードの出力側とアースとの間に接続されている。これによって有利には、入力側での接続のために設けられた接続端子がブランチライン結合器の第２の入力側で、検出器ダイオードへの無視できる程度の影響を有し、出力側電圧信号はローパスフィルタの抵抗を介して検出可能である。]
[0028] 本発明の１つの実施形態では、第３および／または第４のダイオードと補償出力側との間にローパスフィルタが配置され、このローパスフィルタは、検出器出力側でのローパスフィルタと同じように構成されている。殊に、このローパスフィルタは、検出器出力側でのローパスフィルタと同じ接続において同様の構成部材を有しており、ここで、２つのローパスフィルタの構成部材の特性量はそれぞれ等しい。これによって有利には、補償回路が、検出器ダイオードの温度特性をより良好に模倣することができるようになる。補償回路においてこの模倣をさらに改善するために、補償回路の入力側に抵抗を配置することができる。この抵抗の抵抗値は、ブランチライン結合器の第２の入力側での終端抵抗の抵抗値に等しい。]
[0029] 特に有利な検出器特性は本発明では、検出器ダイオードがショットキーダイオードとして構成される場合に得られる。これによって次のことが可能になる。すなわち、ショットキーダイオードの突出した線形性および応答性をＴＨＺ領域までの領域における、電磁ビームの広帯域パワー測定に使用することが可能になる。]
[0030] ショットキーダイオードの集積は、ショットキーダイオードを、電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）のゲートフィンガーとして使用することによって容易になる。]
[0031] 本発明の１つの実施形態では、評価ユニットが設けられている。この評価ユニットによって、検出器出力側と補償出力側とでの電圧信号の差が求められ、この求められた差から、検出器入力側に印加される入力信号の出力が定められる。有利にはこのような評価ユニットは差動増幅器として構成され、この差動増幅器の入力側は、検出器出力側および補償出力側に接続される。]
[0032] この差動増幅器が集積される、例えばチップ上に構成される場合には、特にコンパクトな構造が得られる。]
[0033] このコンセプトは、容易に、モノリシックに集積されるマイクロ波回路、ミリメータ波回路、およびサブミリメータ波回路（いわゆるＭＭＩＣ）で実現される回路部材に基づいているので、完全な受信システムがワンチップソリューションとして実現される。ブランチライン結合器のアームおよび／または電気的接続線路は例えば、マイクロストリップ導体または共平面性の導波管によって実現可能である。その幾何学的形状はそれぞれ、必要なインピーダンス値をもたらす。これによって、完全なシステムの必要とされる場所および速度が格段に低下する。殊に、ノイズが少ない入力側増幅器、いわゆるローノイズ増幅器またはＬＮＡおよびショットキー検出器から成る検出器ＭＭＩＣが集積され、これによって、場合によって存在する電界効果ショットキーコンタクトの低減された検出性能が補償される。有利にはできるだけ線形に、高周波数入力パワーに依存する、検出器出力側に加わるビデオ出力側電圧は例えば、ローパスフィルタによって測定される。これは、高密度スイッチ、入力側ＬＮＡおよびショットキー検出器から成る回路全体ともに集積されるか、または入力側抵抗およびオシロスコープの入力側容量から、または他の様式で実現される。]
[0034] このように集積が可能であることによって、上述した回路コンセプトは突出して、結像放射計システムまたはレーダーシステムに適する。これはミリメータ波周波数領域またはサブミリメータ波周波数領域におけるものである。しかし、ＴＨｚ波に対しても適している。このようなシステムは例えば、安全に関連する人物ゲートに対して、または遠方識別のために宇宙航空学において必要となる。]
[0035] 検出器装置の発明によって有利には、周波数帯域において電磁信号のパワーを調整するための方法が実行可能である。ここでこの信号は、本発明による検出器装置の検出器入力側に供給され、検出器装置の中心周波数はこの周波数帯域内にあり、検出器装置の検出器出力側の電圧が、印加される信号パワーに対する尺度として定められる。有利にはこの方法では、検出器装置の検出器出力側での電圧と、検出器装置の補償出力側での電圧との差が、印加される信号パワーに対する尺度として特定される。検出器装置の補償出力側はここで次のような信号を供給する。すなわち、供給される信号のパワー特定のために設定される、検出器ダイオードの温度ドリフトを模倣する信号を供給する。]
[0036] ここで本発明を実施例に基づいてより詳細に説明する。しかし本発明はこれに制限されるのではない。別の実施例は、従属請求項からの特徴との組み合わせおよび／または専門知識が加わることによって形成される。]
図面の簡単な説明

[0037] 本発明による検出器装置の基本回路図
補償回路を備えた、別の本発明の検出器装置の基本回路図
本発明による検出器装置での周波数に依存した、供給信号の反射を示す図
本発明の検出器装置での、スミスチャートにおける検出器入力側での供給信号の反射を示す図
検出器出力側での電圧信号の、供給信号周波数への依存性を示す図
図５からの電圧差をあらわした図
出力信号の、供給パワーへの依存性を示す図
供給パワーに依存した、検出器入力側での供給信号の反射を示す図
スミスチャートにおける、検出器入力側での反射信号の、供給信号パワーへの依存性を示す図] 図５
[0038] 図１は、周波数領域における、電気的ないしは電磁的な高周波信号（以降では入力信号と称する）に対する検出器装置１を示している。ここで高周波信号は検出器入力側２に入力される。検出器装置１は検出器出力側３を有している。この検出器出力側には、出力信号「Ｖｉｄｅｏ Ｏｕｔ」が印加される。この出力信号の電圧レベルは、入力された入力信号「ＲＦ ｉｎ」のパワーによって変化する。] 図１
[0039] この出力信号を生成するために、検出器装置１は、第１の検出器ダイオード４、または略して第１のダイオード４、および第２の検出器ダイオード５、または略して第２のダイオード５を有している。これら２つのダイオードはショットキーダイオードとして構成されている。]
[0040] 図１に詳細に記載されていない、検出器入力側２に接続されている回路網に検出器装置１を整合させるために、ブランチライン結合器７の第１の入力側６が電気的に検出器入力側２と接続されている。この回路網を介して、入力信号が検出器装置１内に入力される。さらに第１の検出器ダイオード４は、自身の入力側で、ブランチライン結合器７の第１の入力側８と電気的に接続されており、第２の検出器ダイオード５は、自身の入力側で、ブランチライン結合器７の第２の出力側９と接続されている。相互に９０°の位相シフトが行われるブランチライン結合器７の出力側８および９には、自身のパワーにおいて約半分に分けられた入力信号が印加され、従って、到来したパワーに依存して信号を生成する、それぞれ１つの検出器ダイオード４ないし５が接続されている。この半分の分割の偏差は、殊にショットキーダイオードを使用する場合には、回路機能にとって許容可能である。第１の検出器ダイオード４と第２の検出器ダイオード５はそれぞれ順方向において、第１の出力側８ないしは第２の出力側９と検出器出力側３との間に配置されている。] 図１
[0041] 従って検出器出力側３には、第１の検出器ダイオード４の出力側１１での信号と、第２の検出器ダイオード５の出力側１２での信号とを合成したものが供給され、電圧降下として、抵抗２９を介して測定される。このために、第１の検出器ダイオード４および第２の検出器ダイオード５の出力側１１と１２はノード２７で接続され、共に、検出器出力側３に導かれる。]
[0042] 検出器入力側１は、周波数領域内の高周波入力信号のパワーを測定するように構成されている。ここでこの周波数領域は、中心周波数によって特徴付けされている。ブランチライン結合器７は４端子回路として構成されている。ここで端子６、８、９および１０はそれぞれ、図示されているように、アーム１３、１４、１５および１６によって接続されている。これらのアーム１３、１４、１５および１６はそれぞれ、中心周波数の波長の４分の１の長さを有している。]
[0043] 検出器入力側２で、ブランチライン結合器７のできるだけ幅の広い結合を実現するために、入力側６および１０ないしは出力側８および９を接続するアーム１３および１５はそれぞれ次のように構成されている。すなわち、これらのアームが、検出器入力側のインピーダンス値と等しいインピーダンス値、すなわち、入力側回路網のインピーダンス値と等しいインピーダンス値を有するように構成されている。図１に示された実施例ではこのインピーダンス値Ｚ０は５０Ωに選択されている。それぞれ、ブランチライン結合器７の入力側６および１０を、出力側８および９と接続させるアーム１４および１６はこれとは異なり、入力側回路網のインピーダンスＺ０に対してファクタ１／√２で調整されている。従ってこのアーム１４および１６は、これが次のようなインピーダンス値を有する様に構成されている。このインピーダンス値は、入力側回路網のインピーダンスＺ０の約０．７０７１倍である。] 図１
[0044] 図１に示されている値からの偏差を最適化することによって、整合のより高い広帯域性が得られる。ここで有利にはアーム１３はアーム１５と等しく構成されたままであり、アーム１４はアーム１６と等しく構成されたままである。] 図１
[0045] ダイオード４および５の動作点を調整するために、ブランチライン結合器１の第２の入力側１０に電圧源１７が接続されている。この電圧源の別の端子はアース接続されている。ブランチライン結合器の第２の入力側では、入力信号の中心周波数で、第１の基本波が、アーム１３、１４、１５および１６の長さ構成によって、理想的には消える。この電圧源１７は電圧ＶＤＣを、ブランチライン結合器７の第２の入力側１０に供給する。]
[0046] 入力側回路網のＨＦ側で終端のために、電圧源１７の電圧印加接続端子と、ブランチライン結合器の第２の入力側１０との間に付加的に、終端抵抗１８が設けられる。この終端抵抗１８は抵抗値Ｒ０を有している。この抵抗値は、入力側回路網の、特性インピーダンスないしは高い周波数に対する実数値の限界値と等しい。]
[0047] 検出器装置１の検出器ダイオード４および５を整合させるために、電気的な接続線路が検出器ダイオード４および５と、ブランチライン結合器７の出力側８および９との間に次のように構成されている。すなわち、この場合にこれがそれぞれ、入力側回路網のインピーダンス値Ｚ０の√２倍、すなわち、約１．４１４倍であるインピーダンス値を有しているように構成されている。]
[0048] 検出器装置１の作動時に、検出器ダイオード４および５の温度ドリフトを補償するために、図２に示された実施例では、付加的に１つの補償回路２１が設けられている。この補償回路は、相互に並列に接続された２つのダイオード２２および２４を有している。これらは順方向において、電圧源１７と補償出力側２３との間に接続されている。ダイオード４、５、２２および２４は、同じに構成され、共通のチップ上に配置される。これによって、ダイオード２２および２４が検出器ダイオード４および５の温度変動を補償する。] 図２
[0049] 図１および図２に示された実施例では、検出器ダイオード４および５の出力側１１および１２に印加される信号が、ノード２７でまとめられ、これによって信号の平滑化が行われる。ここでこれらの信号は、ブランチライン結合器７のアーム１３、１４、１５および１６の長さの寸法によって相互に９０°だけ位相がシフトされている。信号のさらなる平滑化は、検出器出力側３の前にそれぞれ接続されているローパスフィルタ３４によって実現される。このローパルフィルタは、コンデンサ３０および抵抗２９を有している。これらの自由な端子はそれぞれアースされている。] 図１ 図２
[0050] 図２示された実施では、補償回路２１は同じようにローパス２５を有している。ここでこのローパスフィルタ２５は補償出力側２３の前に接続されており、コンデンサ３３および抵抗３２を含んでいる。ここでコンデンサ３３の容量値Ｃはコンデンサ３０の容量値に等しくなるように選択されており、抵抗３２の抵抗値Ｒは抵抗２９の抵抗値に等しくなるように選択されている。これによって、ダイオード２２および２４での温度ドリフトは同様に補償出力側２３で、電圧信号Ｖ２の変動を生起させる。これは、検出器出力側３での電圧信号Ｖ１に関する、ダイオード４および５の温度ドリフトと同じである。] 図２
[0051] ダイオード４および５ないし２２および２４に対するバイアス電圧である、電圧源１７によって提供された直流電圧レベルＶＤＣの切り離しのために、図１および２に示した実施例において、それぞれ１つの分離コンデンサ２８が検出器入力側に設けられる。その容量値は、Ｃｉｎによってあらわされる。] 図１
[0052] 付加的に、図２に示された回路は、分離コンデンサ２８とブランチ結合器７の第２の入力側６との間にインピーダンス３１を有している。そのインピーダンス値Ｚ０は、入力側回路網のインピーダンス値に等しくなるように選択されている。] 図２
[0053] 実施例に記載された回路の構成、殊にインピーダンス線路部材の構成は、既知の最適化アルゴリムズムによって、所望の検出周波数、すなわち中心周波数、検出器帯域幅、検出器感度および検出器線形性に整合される。]
[0054] 本発明による回路の新たな種類の、有利な特性を実証するために、この整合は例として、図２に示された回路に対して次のように実施される。すなわち、検出器装置１がＤ帯域で、すなわち１１０ＧＨｚと１７０ＧＨｚとの間の周波数領域に適するように実施される。ここで中心周波数は、縁部周波数の数学的な平均、すなわち１４０ＧＨｚである。最適化の後では以下の値が得られる：Ｃｉｎ＝８７ｆＦ、Ｚ０＝５０Ω、アーム１３および１５のインピーダンス値はそれぞれ５０Ω、アーム１４および１６のインピーダンス値はそれぞれ３０Ω、電気的接続線路１９および２０のインピーダンス値はそれぞれ７０Ω、Ｒ＝１ＭΩ、Ｃ＝１４ｐＦ、Ｒ０＝３７Ω、ＶＤＺ＝０．６Ｖ、アーム１３および１５の長さ＝２００μｍ、アーム１４および１６の長さ＝９６μｍ、電気的接続線路１９および２０の長さ＝１６０μｍ。殊に、図２におけるインピーダンス３１の長さおよびインピーダンス値は、図３〜８の計算に使用されるシミュレーションソフトウェアによって特定される。] 図２ 図３ 図４ 図５ 図６ 図７ 図８
[0055] 図２に示されている、このように構成された検出器装置１の特性は、図３〜８に示されている。] 図２ 図３ 図４ 図５ 図６ 図７ 図８
[0056] 図３は、入力結合されたパワーが−２０ｄＢｍである場合の、入力結合された高周波へ依存する入力電圧を示している。ここで０ｄＢｍは、１ｍＷのパワーに相当する。入力側２で反射された信号Ｓ（１、１）の値が、入力結合された信号に関連して示されている。入力信号に対して反射された信号が、示された全周波数領域において、約２０ｄＢ低下していることが明らかである。例えば、減衰は１３０ＧＨｚでは−１７．９０４ｄＢであり、１５０ＧＨｚでは−１９．４４４ｄＢである。図示された領域外では減衰は０ｄＢに戻る。すなわち、入力信号が反射される。] 図３
[0057] 図４は、スミスチャートにおいて、周波数に依存する、反射された入力信号（４０）の複素減衰ファクタＳ（１、１）の変化を示している。これはメービウス変換によって、相応する複素半面から得られる。図は、入力側回路網のインピーダンス値５０Ωに関する。減衰ファクタの値および位相は全周波数領域において、最大１５％のオーダにおいて僅かにだけ変化するのは明らかである。例えば、１２５ＧＨｚの場合には、５０．１７２＋ｊ１４．２３４Ωのインピーダンスと、８１．２２０°の位相での０．１４１の減衰ファクタが得られ、１４０ＧＨｚの周波数の場合、すなわち中心周波数の場合には、５０．９２５＋ｊ９．３７７Ωのインピーダンスと、７９．０６１°の位相での０．０９３の減衰ファクタが得られ、１５５ＧＨｚの周波数の場合には、５４．８６６＋ｊ５．４７９Ωのインピーダンスおよび４５．４０２°の位相での０．０７０の減衰ファクタが得られる。] 図４
[0058] 図５は、Ｄ帯域の全周波数領域における、検出器出力側３に印加される出力側電圧信号Ｖ１の経過ないしは補償出力側に印加される補償信号Ｖ２の経過を示している。ここでは、入力されたパワーＰｉｎは−２０ｄＢｍである。ここで数値は縦座標上でボルトで読まれる。] 図５
[0059] 図６は、入力結合された入力信号の周波数への、差分信号Ｖ１−Ｖ２の依存性を示している。ここでは入力結合されたパワーは−２０ｄＢｍである。図から分かるように、この差分信号Ｖ１−Ｖ２は、中心周波数１４０ＧＨｚの上方で、良好な近似で一定である。すなわち、入力信号の周波数に依存しない。ここで、縦座標上では、差分電圧がミリボルトで表されている。] 図６
[0060] 図７は、電圧Ｖ１およびＶ２の、入力信号の入力結合されたパワーＰｉｎの依存性を２倍の対数表示において示している。ここでは入力信号が１４０ＧＨｚの場合である。電圧信号Ｖ２が入力結合されたパワーに依存していないことが明らかである。なぜなら、ダイオード２２および２４は、この入力信号を検出していないからである。また、この信号Ｖ１は非常に良好に、入力結合されたパワーＰｉｎに依存する。この対数表示において入力信号Ｐｉｎのパワーへの、差分信号Ｖ１−Ｖ２の依存性は、非常に良好に直線によって近似される。差分電圧は例えば、Ａ／Ｄ変換によって測定され、デジタルに換算されるまたはアナログに減算され、Ａ／Ｄ変換器によって評価される。Ａ／Ｄ変換器およびアナログ計算機またはデジタル計算機は、検出された高周波信号と比べて緩慢であり、有利には、シリコン技術で製造される。] 図７
[0061] 図８は、反射された入力信号の減衰ファクタＳ（１、１）の依存性を示している。これは、中心周波数１４０ＧＨｚでの入力信号の入力結合されたパワーＰｉｎに依存している。ここでは減衰は、０〜−４０ｄＢｍの間でのパワー領域全体において、一貫して、−２０ｄＢよりも強いことが分かる。] 図８
[0062] 図９は、スミスチャートにおいて、減衰ファクタＳ（１、１）の変形（３０）を示している。これは入力結合されたパワーＰｉｎを伴い、同様に５０Ωの入力側回路網のインピーダンスに関連する。これは中心周波数は、１４０ＧＨｚの場合である。このダイヤグラムが証明しているように、減衰ファクタＳ（１、１）は、図示のパワー領域において、中心周波数で、知覚されない程度変化する。] 図９
[0063] 本発明はさらに、検出器回路を有する高周波検出装置に関する。ここでは、入力信号の基本波が消える、ブランチライン結合器の入力ゲートが、２つのショットキーダイオード４および５のバイアス電圧ＶＤＣを入力結合するために使用され、高周波技術によって、パワーインピーダンスＺ０の抵抗Ｒ０と接続されている。ブランチライン結合器７の位相がシフトされた２つの出力側８および９は、整合線路１９および２０を介して２つの検出器ダイオード４および５へ続き、これらのダイオードの後方で再び組み合わされる。結合されたこの信号は、後置接続されたローパスフィルタ３４を介して、検出器入力側３に導かれる。補償回路２１は、検出器ダイオード４および５の温度ドリフトを補償するために、少なくとも１つの付加的なダイオード２２、２４を有している。これらは、検出器ダイオード４および５との同様の構造を有している。整合線路１９、２０はインピーダンス値Ｚ０に対して離調されており、これによって、パワー信号の部分的な反射が、出力側８および９で生じる。これは、信号Ｓ（１、１）の上述した減衰のために、入力側６に導かれる。]

权利要求:

請求項1
少なくとも１つの検出器入力側（２）と、少なくとも１つの検出器出力側（３）と、第１の検出器ダイオード（４）とを有している形式の、周波数領域における高周波信号用の検出器装置（１）であって、第２の検出器ダイオード（５）が設けられており、前記検出器入力側（２）は、ブランチライン結合器（７）の第１の入力側（６）と電気的に接続されており、前記第１の検出器ダイオード（４）は前記ブランチライン結合器（７）の第１の出力側（８）と、前記検出器出力側（３）との間に配置されており、前記第２の検出器ダイオード（５）は、前記ブランチライン結合器（７）の第２の出力側（９）と、前記検出器出力側（３）との間に配置されている、ことを特徴とする、高周波信号用の検出器装置（１）。
請求項2
検出器出力側（３）に、前記第１の検出器ダイオード（４）の出力側（１１）での信号と、前記第２の検出器ダイオード（５）の出力側（１２）での信号を合成した信号とが供給される、請求項１記載の検出器装置（１）。
請求項3
前記第１の検出器ダイオード（４）の前記出力側（１１）と前記第２の検出器ダイオード（５）の前記出力側（１２）とは電気的に接続されており、共に前記検出器出力側（３）に導かれる、請求項１または２記載の検出器装置（１）。
請求項4
前記周波数領域は少なくとも中心周波数によって特徴付けされており、前記ブランチライン結合器（７）はアームを有しており、ここで前記ブランチ結合器（７）の当該アーム（１３、１４、１５、１６）はそれぞれ、前記検出器装置（１）の中心周波数の波長の８分の１よりも長く、かつ前記検出器装置（１）の中心周波数の波長の２分の１よりも短い長さを有しており、殊に、前記中心周波数の波長の約４分の１の長さを有している、請求項１から３までのいずれか１項記載の検出器装置（１）。
請求項5
前記第１の入力側（６）と前記第２の入力側（１０）との間の前記ブランチライン結合器（７）のアーム（１３）および／または、前記第１の出力側（８）と前記第２の出力側（９）との間のブランチライン結合器（７）のアーム（１５）はインピーダンス値を有しており、当該インピーダンス値はそれぞれ、前記検出器入力側（２）のインピーダンス値の２分の１と、前記検出器入力側（２）のインピーダンス値の１と２分の１倍との間であり、殊に、約１と２分の１倍に等しい、請求項１から４までのいずれか１項記載の検出器装置（１）。
請求項6
前記第１の入力側（６）と前記第１の出力側（８）との間の前記ブランチライン結合器（７）のアーム（１４）および／または前記第２の入力側（１０）と前記第２の出力側（９）との間の前記ブランチライン結合器（７）のアーム（１６）はインピーダンス値を有しており、当該インピーダンス値は、前記検出器入力側（２）のインピーダンス値の２分の１よりも高く、かつ前記検出器入力側（２）のインピーダンス値よりも低く、殊に、前記検出器入力側（２）のインピーダンス値の約７０％である、請求項１から５までのいずれか１項記載の検出器装置（１）。
請求項7
前記ブランチライン結合器（７）の前記第２の入力側（１０）は、電圧源（１７）によって給電される、請求項１から６までのいずれか１項記載の検出器装置（１）。
請求項8
前記検出器ダイオード（４、５）は、前記電圧源（１７）に関して、順方向で接続されている、請求項１から７までのいずれか１項記載の検出器装置（１）。
請求項9
前記ブランチライン結合器（７）の前記第２の入力側（１０）に、有利には前記電圧源（１７）と前記ブランチライン結合器（７）の前記第２の入力側（１０）との間に終端抵抗（１８）が設けられており、当該終端抵抗（１８）の抵抗値は、前記検出器入力側（２）に設けられている回路網の特性インピーダンスと等しい、請求項１から８までのいずれか１項記載の検出器装置（１）。
請求項10
前記ブランチライン結合器（７）の前記第１の出力側（８）と、前記第１の検出器ダイオード（４）との間の電気的な接続線路（１９）および／または前記ブランチライン結合器（７）の前記第２の出力側（９）と、前記第２の検出器ダイオード（５）との間の電気的な接続線路（２０）はそれぞれインピーダンス値を有しており、当該インピーダンス値は、前記検出器入力側（２）のインピーダンス値の半分よりも高く、かつ前記検出器入力側（２）のインピーダンス値の２倍よりも低く、有利には前記検出器入力側（２）のインピーダンス値の約１．４倍である、請求項１から９までのいずれか１項記載の検出器装置（１）。
請求項11
補償回路（２１）が前記電圧源（１７）によって給電され、補償回路（２１）は少なくとも１つの第３のダイオード（２２）を有しており、当該少なくとも１つの第３のダイオード（２１）は、前記第１の検出器ダイオード（４）および／または前記第２の検出器ダイオード（５）とともに、共通のチップの上に構成されており、前記第３のダイオード（２２）は、順方向において、前記電圧源（１７）に関して、前記電圧源（１７）と補償出力側（２３）との間に配置されている、請求項１から１０までのいずれか１項記載の検出器装置（１）。
請求項12
前記補償回路（２１）は第４のダイオード（２４）を有しており、当該第４のダイオード（２４）は、第３のダイオード（２２）と並列に接続されており、前記第１のダイオード（４）、第２のダイオード（５）、第３のダイオード（２２）および第４のダイオード（２４）は同じ構造を有しており、共通のチップの上に構成されている、請求項１から１１までのいずれか１項記載の検出器装置（１）。
請求項13
前記第１の検出器ダイオード（４）および前記第２の検出器ダイオード（５）と前記検出器出力側（３）との間に、ローパルフィルタ（３４）が配置されている、請求項１から１２までのいずれか１項記載の検出器装置（１）。
請求項14
前記第３のダイオード（２２）および／または前記第４のダイオード（２４）と、前記補償出力側（２３）との間にローパスフィルタ（２５）が配置されており、当該ローパスフィルタは、検出器出力側（３）でのローパスフィルタ（３４）と同じに構成されている、請求項１から１３までのいずれか１項記載の検出器装置（１）。
請求項15
前記補償回路（２１）の入力側に抵抗（２６）が配置されており、当該抵抗の抵抗値は、前記ブランチライン結合器（７）の第２の入力側（１０）での前記終端抵抗（１８）の抵抗値と等しい、請求項１から１４までのいずれか１項記載の検出器装置（１）。
請求項16
前記ダイオード（４、５、２２、２４）はショットキーダイオードとして構成されている、請求項１から１５までのいずれか１項記載の検出器装置（１）。
請求項17
前記ダイオード（４、５、２２、２４）はそれぞれ電界効果トランジスタのゲートフィンガーとして構成されている、請求項１から１６までのいずれか１項記載の検出器装置（１）。
請求項18
評価ユニットが設けられており、当該評価ユニットによって、検出器出力側（３）と補償出力側（２３）での前記電圧信号（Ｖ１、Ｖ２）の差が求められ、当該求められた差（Ｖ１−Ｖ２）から、検出器入力側（２）に印加される前記入力信号のパワー（Ｐｉｎ）が定められる、請求項１から１７までのいずれか１項記載の検出器装置（１）。
請求項19
周波数帯域における高周波信号のパワーを測定するための方法であって、前記信号を、請求項１から１８までのいずれか１項に記載された検出器装置（１）の検出器入力側（２）に供給し、前記検出器装置（１）の中心周波数は前記周波数帯域内にあり、検出器装置（１）の検出器入力側（３）での電圧（Ｖ１、Ｖ１−Ｖ２）を、印加される信号パワー（Ｐｉｎ）に対する尺度として定める、ことを特徴とする、周波数帯域における高周波信号のパワーを測定するための方法。
請求項20
周波数帯域における高周波信号のパワーを測定するための方法であって、前記信号を、請求項１１から１８までのいずれか１項に記載された検出器装置（１）の検出器入力側（２）に供給し、前記検出器装置（１）の中心周波数は前記周波数帯域内にあり、前記検出装置（１）の検出器出力側（３）での電圧（Ｖ１）と、前記検出器装置（１）の補償出力側（２３）での電圧（Ｖ２）との差（Ｖ１−Ｖ２）を、印加される信号パワー（Ｐｉｎ）に対する尺度として定める、ことを特徴とする、周波数帯域における高周波信号のパワーを測定するための方法。