入力信号の特性形態を決定する装置

专利摘要:
入力信号の特性を決定する受信機及び方法を開示する。特性は、プリアンブル検出、周波数オフセット及びタイミングオフセットを含む群から選択される少なくとも１つである。入力信号は、中間周波数ｆＩＦ、及びＭ個の類似のデータシンボルのシーケンスであるプリアンブル信号を含む。データシンボルはシンボル周期ＳＰを有し、Ｍは２以上の整数である。この方法は、入力信号のＮ個の連続サンプルを受信するステップであって、Ｎ個の連続サンプルがおおよそシンボル周期ＳＰで、入力信号の一部分として示されるステップと、Ｎ個の連続サンプルを回転させてＮ個の回転されたシンボルを得るステップと、Ｎ個の回転されたシンボルをＰ個の相関関数と相関させてＮ×Ｐ個の相関値の組を生成するステップであって、Ｐが２以上の整数であるステップと、Ｎ×Ｐ個の相関値の組から最大相関値を選択し、特性を決定するステップとを含む。本発明は、タイミングオフセット及び周波数オフセットの同時推定と、１つだけの無線ユニットによる両方のアンテナのプリアンブル検出とに使用することができる効率的なアンテナダイバーシティ回路を動作させることを可能にする。
公开号:JP2011510593A
申请号:JP2010544249
申请日:2008-01-25
公开日:2011-03-31
发明作者:ハンス ファンドリースト；ウィッセル；ハーム ルバーハウゼン
申请人:グリーンピーク テクノロジーズ ビー．ブイ．Ｇｒｅｅｎｐｅａｋ Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｉｅｓ Ｂ．Ｖ．；
IPC主号:H04B1-7073

专利说明:

[0001] 本発明は、入力信号の特性を決定する装置に関する。別の一態様では、本発明は、タイミングオフセット及び周波数オフセットを推定する受信機に関する。別の一態様では、本発明は、タイミングオフセット及び周波数オフセットを推定する方法に関する。さらに別の一態様では、本発明は、プリアンブル検出及びアンテナダイバーシティ選択の方法に関する。]
[0002] 本発明は、基幹施設全体の消費電力又は電池駆動デバイスの消費電力が問題となる、無線通信デバイスを使用する無線基幹施設において特定の用途を有する。ＺｉｇＢｅｅ、Ｂｌｕｅｔｏｏｔｈ、及びＩＥＥＥ８０２．１１（「ＷｉＦｉ」）は、使用できる無線プロトコルの例である。]
背景技術

[0003] 上記の受信機は、例えばＺｉｇＢｅｅ規格（IEEE 802.15.4 Medium Access Control and Physical Layer Specificationsを使用）に従って動作する低データ転送速度無線通信ネットワーク内で使用されることが知られている。このネットワークは、低電力の無線センサ又は制御ネットワークとして使用することができ、また例えば、住宅内のオートメーション、照明及び保安、暖房、換気及び空調の各システム、又は産業用オートメーションに応用することができる。こうした種類の応用例では、電池で駆動できるセンサ及び制御ノードがネットワーク内に必要になる。]
[0004] しかし、低電力システムでは、資源に対しプレミアムがあり、またしばしば制限があり、どんな設計でも性能最適化の要求と利用可能な資源との間で妥協しなければならない。]
[0005] エネルギー消費がプレミアムであり、かつそれがエネルギー再利用技術又はエネルギー回収技術に供給されるであろう超低電力システムでは特に、その要望には、節約の必要性に関してひどく偏見が持たれている。]
[0006] 一般に、無線周波数ネットワークシステムでは、対象の受信機が、到来するパケットを識別し、誤り率を最少にするために必要なあらゆる調整を行えるように、ある期間のトレーニングシンボルをデータのどのペイロードよりも前に送信することができる。]
[0007] プリアンブルなど、この期間のトレーニングシンボルはシステムオーバヘッドであり、他の関連がなく、それ自体でエネルギーを費やす必要があるので、低電力システムでは絶対最小長に保たれなければならない。短い周期のトレーニングシンボルは、アンテナダイバーシティなどの機能で必要なものと相反する。]
[0008] 必要な動作を行うように設計されるどんな回路も、一方ではエネルギーを節約しなければならないのでゲート数及び回路の複雑さが制限されなければならないが、最大性能を実現するには非常に短い時空において高い精度で動作しなければならない。]
[0009] ＺｉｇＢｅｅ／ＩＥＥＥ８０２．１５．４は、最適動作を実現するのに超低電力技術が必要とされる低電力ネットワークシステムの一例として用いられるが、ＩＥＥＥ８０２．１５．４ Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｌａｙｅｒ Ｓｐｅｃｉｆｉｃａｔｉｏｎｓは、アンテナダイバーシティのことを考えて規定されていない。]
[0010] 例えば低データ転送速度の無線通信ネットワークの無線リンクでは、アンテナで受信される信号の減衰の一部は、マルチパスフェージングによって引き起こされる。送信機からの信号は、単一の信号経路ではなく、いくつかの信号経路でアンテナに到達している。異なる信号経路でアンテナに到達する各信号は、これら信号の合計がそのうちの１つの信号よりも小さくなるような位相差を有することがある。２つ以上のアンテナを使用すると、この減衰を２つ以上のアンテナの最適組合せ又は位相重み付け加算によって著しく低減することができる。２つ以上のアンテナを使用するためのより簡単な方法は、最良の信号を有するアンテナを選択することである。最良の信号は、いくつかの方法で規定することができ、絶対レベルと、信号対雑音比又は信号対妨害比とが、一般に知られている２つの選択基準である。マルチパスフェージング条件では、アンテナダイバーシティ回路を備えた２アンテナシステムにより１０ｄＢのリンクバジェット改善を期待することができる。アンテナダイバーシティの利点は、William C. JakesのMicrowave Mobile Communication, chapter 6, Diversity techniques, ISBN 0-7803-1069-1で詳細に記載されている。]
[0011] アンテナダイバーシティは、２つ以上のアンテナで受信された信号の評価を基礎としている。この評価は、データメッセージのトレーニング信号又はプリアンブル信号に対して行われなければならない。受信機がただ１つの受信回路を含む場合、各アンテナ信号の評価は１つずつ行うことになりうる。こうすると、１つだけのアンテナを使用してプリアンブルを検出する場合に必要とされるよりも長いプリアンブルが必要になる。プリアンブルは、ペイロード情報を含まない送信パケットの部分であり、同期をとる目的で使用される。最適な帯域幅利用のためには、この「オーバヘッド」は可能な限り小さくなければならない。さらに、ＺｉｇＢｅｅなどの低電力ネットワークシステムでは、送信されるパケット又はデータメッセージが含む「オーバヘッド」は可能な限り少なくなければならない。ＩＥＥＥ８０２．１５．４規格では、プリアンブルは８シンボル長であり、アンテナダイバーシティシステム用には短い。]
[0012] ８０２．１５．４規格による送信信号は、半正弦波パルスを用いる最小シフトキーイング（ＭＳＫ、Minimum-Shift Keying）又はオフセット四相位相シフトキーイング（ＯＱＰＳＫ、Offset Quadrature Phase-Shift Keying）に基づく。ＭＳＫは、変調周波数を変えることによってデータを伝達するデジタル変調方式である。ＭＳＫ信号は、ＯＱＰＳＫの特別な形と考えることができ、ベースバンド矩形パルスが半正弦波パルスで置き換えられている。Wireless communications - Principles and practice, T.S. Rappaport, Prentice Hall PTR 1996, ISBN 0-13-375536-3, p.259を参照されたい。]
[0013] ＩＥＥＥ８０２．１５．４パケットは、同期ヘッダＳＨＲから開始する。このＳＨＲはプリアンブルシーケンス、及びフレーム区切り開始部であるＳＦＤを含む。プリアンブルシーケンスは、類似の８つのデータシンボルのシーケンスである。データシンボルは、「チップ」とも呼ばれる３２個の疑似雑音（ＰＮ）コード要素の連続的な列にマッピングされる。ＩＥＥＥ８０２．１５．４では、１６個の異なるデータシンボルを区別し、各データシンボルは、一意の３２チップＰＮシーケンスにマッピングされる。この１６個のＰＮシーケンスは、循環シフト及び／又は共役（すなわち奇数表示チップ値の反転）によって互いに関連付けられる。この方法では、データシンボルが、１６個の別々のＰＮシーケンスのうちの１つに対応する４ビットを含む。]
[0014] ３２個のチップの単一コードワード、並びにそのシフトバージョン及び／又は共役バージョンは、一致コードワードに対して良好な（ピーク）相関特性を非一致のシフト／反転コードワードとの相関の範囲内（サイドローブ）で有する。プリアンブルシーケンスの送信中に、データシンボル００００（「０」）と関連付けられたコードワードシーケンスは８回使用される。引き続いてＳＦＤは、データシンボル「１１１０（「７」）及び０１０１（「１０」）それぞれに関連付けられたコードワードシーケンスを含む。]
[0015] 一般に、プリアンブル検出は十分に信頼性が高くなければならず、また受信パケットの破損を支配するものであってはならない。言い換えると、ほとんどのパケットはデータエラーによって破損すべきであり、プリアンブルが検出されないために破損してはならない。また、周波数オフセット及びシンボルタイミングの推定は、十分に正確でなければならず、データエラーの支配的な原因であってはならない。]
[0016] 直接シーケンス拡散スペクトル方式（固定拡散シーケンスを用いる）では、信頼性の高いプリアンブル検出の方法は、既知の拡散シーケンスと受信信号の間の相関を見出すことである。ＩＥＥＥ８０２．１５．４のプリアンブルは、上記のように８つの同じプリアンブルシンボルからなる。８０２．１５．４のプリアンブルを検出できるように、単一のシンボル区間について相関を測定することができる。しかし単一の相関結果では、雑音が存在する（ＳＮＲが良くない）状態において雑音信号とプリアンブル信号の信頼性の高い区別がつかない。いくつかの相関結果について平均することによって、雑音と雑音のあるプリアンブルとの間の隔たりが十分に信頼できるレベルまで増大することになる。次に、平均された結果が閾値と比較され、この閾値を超えた場合にプリアンブルが検出（存在すると想定）される。]
[0017] さらに、単一のシンボル区間についての相関は、より大きい周波数オフセット、及びより長いシンボル区間持続時間による影響を受ける可能性がある。したがって、場合により周波数オフセットは、システムがプリアンブルを検出できるようにあらかじめ補償されなければならない。]
[0018] もっと多くのアンテナを使用したい場合には、上記の操作は、各アンテナごとに別個に行わなければならない。上記の方法は、それ自体直接的である。複数のアンテナの信号を評価する最も直接的な方法は、アンテナがあるのと同じ数だけ受信機を使用することである。しかしこれは、チップ面積及び消費電力の面で費用がかかる。したがって、単一の無線回路を使用してすべてのアンテナからの信号を評価することが好ましい。]
[0019] アンテナダイバーシティを備えた１つの無線システムを使用する従来の方法は、１つのアンテナからの信号に対して完全な検出（及び可能であれば完全なトレーニング）を行い、次に、同じことを別のアンテナからの信号に対して行うことである。プリアンブルが検出されると別のアンテナの信号が評価されて、どちらのアンテナが最良の信号品質の信号を供給するかが判定される。]
[0020] 図２は、単一の無線システムを備えた２つのアンテナの信号を評価する従来の方法の一例を示す。入力信号は、８つの同じプリアンブルシンボルＳ１〜Ｓ８を有する（それぞれ同じコードシーケンス又は波形を有する）プリアンブルからなり、フレーム区切りの開始部であるＳＦＤ及びペイロードデータが続く。] 図２
[0021] １つのアンテナで受信された信号は、プリアンブルを検出できるように、また周波数オフセット及びシンボルタイミング推定を得られるように、十分長く観察される。信頼性の高いプリアンブル検出のためには、少なくとも３つの相関結果が必要であると考えられる。図２で、Ａ１及びＡ２は、それぞれ第１のアンテナ信号及び第２のアンテナ信号が選択される周期を指す。] 図２
[0022] 最初、受信機は入力信号と同期していない。すなわちシンボルタイミングは未知である。したがって、アンテナ切替えは信号境界と同期していない。それ故に、アンテナ「スロット」、すなわちアンテナが選択される期間は、３つの完全な相関結果を保証するために、少なくとも４つのシンボル区間の持続時間長さを有さなければならない。]
[0023] さらに、アンテナ切替えとプリアンブルの開始との間で同期がとられていない。したがってプリアンブルは、アンテナスロットの中間から開始する可能性がある。図２を参照して、アンテナ１だけが、プリアンブルを検出するのに十分な品質の信号を出力すると想定しよう。] 図２
[0024] 第１のアンテナスロットを通じて、このスロットの一部分の間にしかプリアンブル信号が存在しないので、プリアンブルは検出されない。したがって、プリアンブルを検出するのに十分な時間がないので、プリアンブルの開始は見落とされる。次のスロットも、アンテナ２が十分な品質の信号を出力しないので、プリアンブルを検出することにならない。したがって、プリアンブル検出は、シンボル７の受信から半分経って開始するスロットでようやく行われる。このスロットでは、８つのプリアンブルシンボルの最後だけがプリアンブルシンボルとして検出され、完全な相関結果が得られる。プリアンブルシンボルとは異なる２つのＳＦＤシンボルは、プリアンブルシンボルとして認識されず、信頼性の高いプリアンブル検出のための相関結果が得られない。プリアンブルが検出された場合でも、両方のアンテナで受信された信号の品質を比較するために、推定タイミングでアンテナ２を再度評価することが必要になる。プリアンブルがいつ開始したかが分からず、したがって、信号がアンテナ２の前のスロット中にすでに存在していたかどうかが分からないので、最後の１つは必要である。]
[0025] 図３は、上述の方法に使用できる、可能な実現を示す。相関器が有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタとして実施される。高周波回路、相関器回路及び平均化回路は、両アンテナからの信号を連続的に評価するために使用される。] 図３
[0026] ２つのアンテナからの信号を評価する別の方法は、各アンテナをより速く切り替え、両アンテナを疑似的に並行して評価することである。アンテナ切替えの実際的な最小周期はシンボル区間になる。しかし、シンボル区間に相当する周期では、前記周期でシンボルをその始めから終わりまで取り込む場合だけ、単一の相関結果を得ることができる。ここでの問題は、シンボルタイミングがまだ未知であることであり、このことは、一般に１つのシンボル区間内でシンボルの最後の部分が取り込まれるとともに、それに続くシンボルの始めが取り込まれることを意味する。したがって、少なくとも２つのシンボル区間でアンテナの１つを選択的に選択するアンテナ選択信号が、少なくとも１つの完全な相関結果が生成されることを保証するために必要である。]
[0027] 図４は、入力サンプルが２つのシンボル区間中にどのようにして相関器内にシフトされるかを示す。最初は、レジスタに格納し相関関数を実行するために、１つのシンボル区間を通じてサンプルが必要である。次に、第２のシンボル区間の次の各サンプルがレジスタ内にシフトされ、レジスタの内容に対して相関が実行されて相関最大値が見つけられる。] 図４
[0028] アンテナ切替えが２シンボル区間の周期では、プリアンブルの長さにわたって４つを超える、アンテナごとには２つを超える相関結果が出力されない。これは、アンテナごとに少なくとも３つの相関結果について平均するには不十分である。]
先行技術

[0029] Microwave Mobile Communication by William C. Jakes, chapter 6, Diversity techniques. ISBN 0-7803-1069-1
Wireless communications - Principles and practice, T.S. Rappaport, Prentice Hall PTR 1996, ISBN 0-13-375536-3, p. 259]
発明が解決しようとする課題

[0030] 本発明は、入力信号の特性を決定するための改善された装置及び方法、並びに周波数オフセットが存在する状態でプリアンブル検出が改善される方法を提供しようとするものである。この特性は、プリアンブル検出を含む群から選択される少なくとも１つである。中間周波数ｆＩＦ及びプリアンブル信号を含む入力信号は、Ｍ個の類似のデータシンボルのシーケンスであり、データシンボルはシンボル周期ＳＰを有し、Ｍが２以上の整数である。]
課題を解決するための手段

[0031] 本発明によれば、この装置は、
入力信号のＮ個の連続サンプルを受信するための入力端子であって、このＮ個の連続サンプルががおおよそ前記シンボル周期ＳＰで、入力信号の一部分として示される、入力端子と、
Ｎ個の連続サンプルを回転させてＮ個の回転されたシンボルを得る回転ユニットと、
Ｎ個の回転されたシンボルをＰ個の相関関数と相関させてＮ×Ｐ個の相関値の組を生成する相関ユニットであって、各相関関数が別々の中心周波数を有し、Ｐが２以上の整数である相関ユニットと、
Ｎ×Ｐ個の相関値の組から最大相関値を選択し、特性を決定する処理ユニットとを含む。]
[0032] 本発明は、以下の認識に基づく。ＩＥＥＥ８０２．１５．４では、４ビットに基づくシンボルにデータがマッピングされる変調方式を使用する。各シンボルは、３２個のチップ又は要素からなる一意のコードによって定義される。シンボルレートは６２．５ｋＨｚ（周期１６ｕｓｅｃ）であり、したがって、６２．５ｋＨｚ×３２＝２ＭＨｚのチップレートが与えられる。後述の一実施態様では、８ＭＨｚのサンプルレートが使用される。１つのプリアンブルは、８回繰り返される同じシンボルからなる。シンボル周期に対応する選択周期のタイミングがどうであろうと、常に７回、レジスタに類似の信号を格納することができる。レジスタは一般に、シンボルの最後の部分、及び後続のシンボルの始まり部分を含む。プリアンブルの連続するシンボルは類似しているので、後続のシンボルの始まり部分は、前のシンボルの始めと類似している。したがって、レジスタはシンボルの内容を含むが、巡回シフトされたバージョンである。レジスタの内容を回転させること、及び巡回シフトされたバージョンに対する相関を実行することによって、タイミングオフセットを推定することができる。最良の相関を見出すために必要なシフトの回数は、タイミングオフセットの目安になる。さらに、相関値が既定の値を超える場合、これは、レジスタの内容がプリアンブルシンボルと一致することを示すものである。別々の中心周波数にそれぞれ対応させたいくつかの相関器を並列に使用すると、周波数オフセット推定値を得ることができ、またプリアンブルシンボルの存在を認識することができる。シフトレジスタの入力がプリアンブルシンボルとの類似性を示す場合、相関器は、既定の値を超える相関値を与える。したがって、高い相関値を提示する相関器は、プリアンブルシンボルの存在と、対応する周波数オフセットとを同時に表示する。この方法では、プリアンブル検出を、より大きい周波数オフセットが存在する状態で、あらかじめ周波数オフセットを補償しなくても行うことができる。最良の相関値を提示する相関器に対応する中心周波数は、周波数オフセットを推定するための目安を与える。]
[0033] 別の一実施態様では、処理ユニットは、関連するＮ×Ｐ個の相関値のＱ個の連続する組から周波数オフセット及びタイミングオフセットの両方を推定するように構成され、Ｑが２より大きくＭより小さい整数である。より特定の一実施態様では、処理ユニットは、Ｎ×Ｐ個の相関値のＱ個の連続組からの最大相関値の合計が所定のプリアンブル検出閾値を超えるとともに、Ｎ×Ｐ個の相関値のＱ個の連続する組から推定された周波数オフセットとタイミングオフセットの間の差異が所定の限度値内であるときに、プリアンブル検出信号を生成するように構成され、Ｑが２より大きくＭより小さい整数である。]
[0034] 本発明による方法を用いて、１つのプリアンブルから７つの相関値を決定することができる。２つのアンテナを備え、シンボル周期に近いスイッチング周期を有するアンテナダイバーシティシステムの場合には、一方のアンテナに対し４つの相関値を決定し、他方のアンテナに対し３つの相関値を決定することができる。したがって、１つのアンテナだけが、プリアンブルを検出するのに十分な品質の信号を出力する場合、アンテナ切替え信号のタイミングオフセットにかかわらず、両方のアンテナに対し３つの相関値により、雑音と雑音のあるプリアンブルとの間の隔たりを十分に信頼できるレベルで決定して、信頼性の高いプリアンブル検出を保証することができる。]
[0035] 別の一実施態様では、回転ユニットは、
回転ユニットの入力に接続された第１の入力、第２の入力、及び出力を有する第１のマルチプレクサと、
Ｎ個の遅延素子を含む第１のシフトレジスタであって、第１のマルチプレクサの出力に接続された入力、第１のマルチプレクサの第２の入力に接続されたシリアル出力、及びパラレル出力を有する第１のシフトレジスタと、
回転ユニットの入力に接続された第１の入力、第２の入力、及び出力を有する第１のマルチプレクサと、
Ｎ個の遅延素子を含む第２のシフトレジスタであって、第２のマルチプレクサの出力に接続された入力、シリアル出力、及びパラレル出力を有する第２のシフトレジスタと、
第２のシフトレジスタのシリアル出力に接続された入力、及び第２のマルチプレクサの第２の入力に接続された出力を有するインバータと、
第１のシフトレジスタのパラレル出力に接続された第１の出力と、
第２のシフトレジスタのパラレル出力に接続された第２の出力とを含み、相関値ユニットが、回転ユニットの第１の出力に接続された第１の入力と、回転ユニットの第２の出力に接続された第２の入力とを含み、回転ユニットがさらに２つのタイプの相関器を含み、第１のタイプの相関器が、次式の保持中心周波数を有し、]
[0036] ]
[0037] 第２のタイプの相関器が、次式の保持中心周波数を有し、]
[0038] ]
[0039] ここで、
ｆｃ＝相関器の中心周波数、
ｆＩＦ＝中間周波数、
ＳＰ＝シンボル周期、
Ｘ＝０以上の整数
であり、第１のタイプの相関器の入力が第１の入力に接続され、第２のタイプの相関器の入力が第２の入力に接続される。]
[0040] 低中間周波数構成では、中間周波数が依然として入力信号に存在する。したがって、シフトレジスタの内容は、中間周波数と等しい周波数オフセットを受けたプリアンブル信号である。シフトレジスタの出力をその入力にフィードバックすることは、入力と出力の間での中間周波数信号の位相回転があまり大きくない場合のみ可能である。このような位相差は、信号の中間周波数がシンボルレートの倍数ではない場合に生じる。シンボル区間の持続時間中に中間周波数が整数の完全位相回転をする場合には、与えられたフィードバックにより位相誤差が生じない。相関器中心周波数の選択肢は、シンボルレートの倍数又はシンボルレートの倍数プラス２分の１である。相関器中心周波数がシンボルレートの倍数プラス２分の１である場合には、第２の回転ユニットが使用され、符号反転バージョンの信号が入力にフィードバックされる。この反転は、１８０度の位相シフトに相当し、この位相シフトは、中間周波数によって生じたシンボルレートの整数プラス２分の１倍の位相回転に相当する。これらの特徴により、より大きい周波数オフセットが存在する状態でプリアンブル信号を検出し、周波数オフセットをより正確に推定することが可能になる。]
[0041] 本発明の一実施態様では、データシンボルがＰＮチップシーケンスであり、チップレートが中間周波数に近い。より特定の一実施態様では、Ｎ／ＳＰは４×ｆＩＦに近い。別の一実施態様では、Ｎ＝１２８であり、ｆＩＦ＝２ＭＨｚである。例示的な一実施態様では、入力信号は２値信号である。これらの実施態様により、チップ面積及び電力損失に関して最小実施（minimum implementation）の解決策を提供することができる。]
[0042] 別の一態様では、本発明は、ある搬送周波数を有するアンテナ信号で、Ｍ個の類似のデータシンボルのシーケンスであるプリアンブル信号を搬送するアンテナ信号の特性を決定する受信機に関し、データシンボルがシンボル周期ＳＰを有し、Ｍが２以上の整数であり、この受信機は、
第１のアンテナ信号及び第２のアンテナ信号をそれぞれ取り込む第１の入力端子及び第２の入力端子と、
第１の入力端子及び第２の入力端子にそれぞれ接続された第１の入力及び第２の入力、並びに制御信号を取り込むための制御信号入力を有する第１のマルチプレクサであって、複合アンテナ信号が得られるように、制御信号の制御のもとで第１のアンテナ信号及び第２のアンテナ信号を１つずつ選択するように構成される第１のマルチプレクサと、
複合アンテナ信号を、サンプル周波数ｆＳＦを有するデジタル中間周波数信号に変換する無線ユニットと、
入力、制御信号入力、及び出力を有する第１の回転ユニットであって、この入力が、制御信号の制御のもとで入力信号のＮ個の連続サンプルを受信するように構成され、Ｎ個の連続サンプルが、入力信号の、シンボル周期ＳＰに近い一部分を表し、第１の回転ユニットが、Ｎ個の連続サンプルを回転させてＮ個の回転された出力信号を生成するように構成される第１の回転ユニットと、
入力、制御信号入力、及び出力を有する第２の回転ユニットであって、この入力が、制御信号の制御のもとで入力信号のＮ個の連続サンプルを受信するように構成され、Ｎ個の連続サンプルが、入力信号の、シンボル周期ＳＰに近い一部分を表し、第１の回転ユニットが、Ｎ個の連続サンプルを回転させてＮ個の回転された出力信号を生成するように構成される第２の回転ユニットと、
制御信号を発生する制御信号発生器ユニットであって、この制御信号は、マルチプレクサが第１のアンテナ信号及び第２のアンテナ信号をシンボル周期ＳＰに近い周期で交互に選択できるようにし、第１の回転ユニットがデジタル中間周波数から第１のアンテナ信号に関連する各信号部分を受信することができるようにし、また第２の回転ユニットがデジタル中間周波数から第２のアンテナ信号に関連する各信号部分を受信することができるようにする制御信号発生器ユニットと、
第１の回転ユニット及び第２の回転ユニットによって生成されるＮ個の回転された出力信号をＰ個の相関関数と相関させてＮ×Ｐ個の相関値の第１の組及び第２の組を生成する相関ユニットであって、各相関関数が別々の中心周波数を有し、Ｐが２以上の整数である相関ユニットと、
Ｎ×Ｐ個の相関値の第１の組及び第２の組から特性を選択する処理ユニットであって、この特性が、プリアンブル検出、最良のアンテナ信号、周波数オフセット及びタイミングオフセットを含む群から選択される少なくとも１つである処理ユニットとを含む。]
[0043] 受信機の別の一実施態様では、処理ユニットは、Ｎ×Ｐ個の相関値の複数の第１の組及び第２の組から、最良の信号品質の信号を供給するアンテナを推定するように構成される。より特定の一実施態様では、処理ユニットは、Ｎ×Ｐ個の相関値のＱ個の連続する第１の組又は第２の組からの最大相関値の合計が所定のプリアンブル検出閾値を超えるとともに、Ｎ×Ｐ個の相関値の前記Ｑ個の連続する組から推定された周波数オフセットとタイミングオフセットの間の差異が所定の限度値内にあるときに、プリアンブル検出信号を生成するように構成され、Ｑが２より大きくＭより小さい整数である。別の一実施態様では、処理ユニットはさらに、Ｎ×Ｐ個の相関値の少なくとも最後の２つの連続する第１の組及び第２の組により、最良の品質の信号を供給するアンテナを選択するように構成される。より特定の一実施態様では、処理ユニットはさらに、選択されたアンテナに関連するＮ×Ｐ個の相関値の少なくとも最後の２つの連続する組から導出されたマトリクスにより選択されるアンテナに対応する周波数オフセット及びタイミングオフセットを推定するように構成される。]
[0044] 本発明の、悪い受信条件のもとの高速で信頼性の高い搬送波検出特性により、本発明はまた、複数のアンテナを備えたシステムで使用するのにも非常に適している。本発明により、８シンボルの期間中に７つまでの周波数オフセット及びシンボルタイミングの推定値を得ることが可能になる。２つのアンテナを備えたシステムでは、この結果、一方のアンテナに対し４つの推定値、他方のアンテナに対し３つの推定値が得られる。これにより、続きの推定結果を平均すること、及び最良の信号受信をするアンテナを選択することが可能になる。]
[0045] 別の一態様では、本発明は入力信号の特性を決定する方法に関し、入力信号が中間周波数ｆＩＦ、及びＭ個の類似のデータシンボルのシーケンスであるプリアンブル信号を含み、データシンボルがシンボル周期ＳＰを有し、Ｍが２以上の整数であり、この方法は、
入力信号のＮ個の連続サンプルを受信するステップであって、Ｎ個の連続サンプルがおおよそシンボル周期ＳＰで、入力信号の一部分として示されるステップと、
Ｎ個の連続サンプルを回転させてＮ個の回転されたシンボルを得るステップと、
Ｎ個の回転されたシンボルをＰ個の相関関数と相関させてＮ×Ｐ個の相関値の組を生成するステップであって、Ｐが２以上の整数であるステップと、
Ｎ×Ｐ個の相関値の組から最大相関値を選択し、特性を決定するステップとを含む。]
[0046] 本発明を、添付の図面を参照し、いくつかの例示的実施態様を用いて以下でより詳細に説明する。]
図面の簡単な説明

[0047] 低中間周波数受信機の簡略化ブロック図である。
１つの受信機に備えた２つのアンテナからの信号を処理する従来の方法を示す図である。
アンテナ信号を評価するための装置（ implementation ）を簡略化したブロック図である。
図３に示された装置（ implementation ）による処理をより詳細に示した図である。
本発明による受信機の第１の実施態様の簡略化ブロック図である。
図５に示された装置（ implementation ）による処理をより詳細に示した図である。
図６に示された、実際の受信されたプリアンブル信号と基準プリアンブルの間にある周波数オフセットに基づいた相関器の周波数応答を示す図である。
多数の相関器の可能な中心周波数を示す表である。
図８に示された表からの５つの相関器の周波数応答を図７に示されたものと同様に示す図である。
本発明による受信機の第２の実施態様の簡略化ブロック図である。
本発明による平均化処理の一例を示す図である。
１２８×１５個の相関器値の組の一部を示す図である。
１２８×１５個の相関器値の組の平均化ウィンドウを示す図である。
２アンテナシステム内での平均化処理を示す図である。] 図３ 図５ 図６ 図７ 図８
実施例

[0048] 図１は、低中間周波数受信機の簡略化ブロック図を示す。アンテナの信号は、まず低雑音増幅器ＬＮＡで増幅される。ＬＮＡの出力は、低中間周波数のまわりを中心とするように周波数がシフトされる。ここで説明するＺｉｇＢｅｅ無線機設計では、中間周波数が２ＭＨｚであり、この中間周波数には、実際の設計トレードオフに関していくつかの利点がある。単一トーン（この場合ではＬＯの出力）と信号の単純な混合（逓倍）では、複スペクトル出力が生じることになる。単純な混合によって生成される信号の一方は、所望の中間周波数ｆＩＦのまわりを中心とし、他方は−ｆＩＦのまわりを中心とする。実際には、これは、受信機がｆＬＯ−ｆＩＦの入力とｆＬＯ＋ｆＩＦの入力とを区別できないことを意味する。複素出力（同相で直交の成分）を有するＬＯを使用し、これら２つのＬＯ出力と入力信号を混合することによって、正スペクトル成分と負スペクトル成分の区別をつけることができる複素信号を得る。２つのスペクトル成分の一方を抑制するために、単純な混合によって得られる出力信号に多相フィルタが適用される。多相フィルタは、帯域制限、及びミラー抑制を行うための複素フィルタの装置（ implementation ）である。多相フィルタは、当業者によく知られているフィルタである。] 図１
[0049] 多相フィルタの複素出力は、周波数シフトが周波数オフセットを除去できるように、中間周波数帯を通ってデジタル領域の中に至るまで保持される。原理的に周波数オフセットは、ＬＯ周波数を変えることによって除去できるが、ここで示す解決策は、この機能がデジタル領域でより効率的に実施できるので、より実用的である。]
[0050] 多相フィルタの出力はハードリミッティング増幅器で増幅され、アナログ−デジタル変換器で量子化されて、ハードリミッティング増幅器の入力信号の符号を表す単一のビットを出力する。この単一ビット信号は、周波数Ｆｒｅｆを有する信号と乗算される。図１のブロックＦｒｅｆは複素信号発生器を表し、これは、周波数オフセットを補償するために周波数オフセットの値だけ低く設定されることになる。本発明による方法によって導出される周波数オフセット推定は、この周波数Ｆｒｅｆを設定するために用いられる。信号処理の残りは、依然として存在する中間周波数を用いて行われるので、更なる処理には信号の実部だけが必要になる。以下の説明では、「無線ユニット」という用語は、上述の低中間周波数受信機を指す。] 図１
[0051] 図３は、アンテナ信号を評価するための装置（ implementation ）を簡略化したブロック図である。一方のアンテナがマルチプレクサ３０２で選択され、選択されたアンテナの信号が無線ユニット３０４に供給される。無線ユニット３０４からのデジタル信号はシフトレジスタ３０６の中にシフトされる。デジタル信号のサンプル周波数ｆＳＦは、シンボルレートのおおよそ倍数であり、ＰＮシーケンスの場合にはチップレートの倍数である。シフトレジスタ３０６は、おおよそ１シンボルに相当する信号の一部を記憶するために、ある長さの遅延を有する。所与の例では、シフトレジスタ３０６は１２８個の遅延素子を含む。シフトレジスタの内容は、相関器ユニット３０８の入力に供給される。相関器は、係数Ｃ１．．．Ｃ１２８を有する有限インパルス応答フィルタ（ＦＩＲ）として実施される。各係数値は、後続のシンボル区間の相関値を平均するために、引き続き平均化ユニットに供給される。レジスタがプリアンブルシンボルを含む場合に最大相関値が生成される。入力サンプルのシーケンスから相関値のシーケンスを生成することによって、相関値のシーケンス内のピーク間の期間を決定することができる。シンボル区間に相当するピーク間の区間でピークが３回生じた場合に、合計値又は平均値を決定することができる。合計値又は平均値が所定の値を超えた場合には、プリアンブルが検出されてから、別のアンテナ信号が評価されることになる。シーケンス中のピークの位置はタイミングオフセットを示す。説明した方法では、プリアンブルを検出するために、少なくとも３つのシンボル周期の持続時間を有するアンテナ信号を必要とする。アンテナ切替えのタイミングがアンテナ信号中のシンボルと同期していないので、平均で３つ半のシンボル区間の持続時間を有する信号が必要になり、また３つの「良好な」相関結果を保証するには少なくとも４つのシンボル区間の持続時間を有する信号が必要になる。１つのアンテナ信号が低品質である場合、該当するアンテナに基づくプリアンブル検出は行われないが、別のアンテナ信号による処理は独立して継続する。別のアンテナ信号が十分良好な品質である場合には、プリアンブル検出は、この第２のアンテナに基づいて行われる。] 図３
[0052] ２つのアンテナからの信号を評価するためのより効率的な方法は、各アンテナをより速く切り替え、両アンテナを疑似的に並行して評価することである。アンテナ切替えの実際的な最小周期はシンボル区間になる。こうすると、レジスタがシンボルを含む場合に、１つの相関結果を得ることができる。しかし、シンボルタイミングは依然として未知である。したがって、シンボルによってもたらされる少なくとも１つのピークが相関値のシーケンス内に生じることを保証するためには、少なくとも２つのシンボル区間が必要になる。図４は、２つのシンボル区間を超えて切り替えることを伴う、図３に示された装置（ implementation ）による処理をより詳細に示す。左側は、入力サンプルの２つのシンボル周期に対応する信号を示し、この入力サンプルは、レジスタにシフトされた後に相関器３０８に供給される。最初に、サンプルの第１のシンボル周期が、レジスタに格納するために必要になる。次に、サンプルの第２のシンボル周期が、相関値のシーケンスを生成するために、また相関値中のピーク又は最大値を決定するために必要になる。矢印４０２は、相関が実行されるレジスタ３０８内に記憶されたサンプルのウィンドウを示す。] 図３ 図４
[0053] アンテナ切替えが２シンボルの周期では、８シンボル長プリアンブル信号の全長にわたって相関結果が４つだけ出力される。これでは、アンテナごとに少なくとも３つのピーク相関結果について平均するには不十分である。]
[0054] 上記の説明は、レジスタに格納し相関を実行できるようにするには１つのシンボル区間が必要であることを示す。本発明による装置は、およそ１シンボル区間の持続時間で、１つのアンテナからの信号のシンボルタイミングを決定する解決策を提供する。本発明によれば、まずレジスタに、１つのアンテナ信号からのＮ個の入力サンプルが格納され、引き続いてＮ個の連続サンプルがＮ回回転されてＮ個の回転されたシンボルが得られる。Ｎ個の回転されたシンボルは、相関器に供給されて相関値のシーケンスが得られる。プリアンブルは、シンボルタイミングにかかわらずシンボル周期ＳＰを有するＭ個の類似のシンボルからなるので、レジスタ内のサンプルは１つのプリアンブルシンボルに対応し、あるいは第１のプリアンブルシンボルの最後の部分と後続の第２のプリアンブルシンボルの始めの部分とに対応する。各プリアンブルシンボルは類似しているので、後続の第２のプリアンブルシンボルの始めの部分は、第１のプリアンブルシンボルの欠けている部分と類似している。しかし、レジスタは１つの完全なプリアンブルシンボルのデータを含む。レジスタの内容を回転させることによって、アンテナ切替えのタイミングオフセットを決定することができる。]
[0055] 図６は、上述した装置（ implementation ）による処理をより詳細に示す。矢印線６０２は、レジスタに格納した後のレジスタの内容を示す。所与の例では、レジスタは、第２のプリアンブルシンボルＳ２の最後の部分と、第３のプリアンブルシンボルＳ３の始めの部分とを含む。引き続き、回転によって第２のプリアンブルシンボルの第１のサンプルがシフトレジスタからシフトアウトされ、シフトレジスタの始めにシフトインされる。矢印線６０４は、いくつかの回転の後のレジスタの内容を示し、矢印線６０６は、最後の回転の後のレジスタの内容を示す。相関最大値は、レジスタの内容がプリアンブルシンボルと一致するときに見出される。サンプルに対する各回転は、可能性のあるタイミングオフセットに対応する。この方法によって、１つのレジスタに、１つのアンテナで受信された信号からの入力サンプルが格納される一方で、別のレジスタに記憶されている、前のアンテナスロット中に別のアンテナから得られたサンプルが評価される。] 図６
[0056] 図５は、本発明による受信機の第１の実施態様の簡略化ブロック図である。この実施態様では、受信機は、第１のアンテナ信号及び第２のアンテナ信号を取り込むためにアンテナ５０２及び５０４それぞれに接続された、第１の入力端子５０６及び第２の入力端子５０８を含む。第１のマルチプレクサ５１０は、第１の入力端子及び第２の入力端子それぞれに接続された第１の入力及び第２の入力と、制御信号を取り込むための制御信号入力とを含む。マルチプレクサは、複合アンテナ信号が得られるように、制御信号の制御のもとで第１のアンテナ信号及び第２のアンテナ信号を１つずつ選択するように構成されている。複合アンテナ信号は、図１に示されたように、無線ユニット５１２に供給される。無線ユニット５１２は、複合アンテナ信号をデジタル中間周波数信号に変換する。デジタル中間周波数信号は、サンプル周波数ｆＳＦでサンプリングされる。サンプル周波数は、シンボルがＰＮシーケンスの場合、シンボルレート又はチップレートの倍数であることが好ましい。本実施態様では、シンボルレートは６２．５ｋＨｚであり、ｆＳＦは８ＭＨｚである。したがって、シンボルの１周期は１６μｓになり、１２８個のサンプルを含む。プリアンブルシンボルは３２チップのシーケンスである。チップレートは中間周波数と一致しており、２ＭＨｚである。] 図１ 図５
[0057] 受信機は、制御信号を発生するための制御信号発生器ユニット５１８を含む。制御信号は、所望の入力信号を選択するようにそれぞれのユニットを制御する。本実施態様では、制御信号は、第１のアンテナ及び第２のアンテナをシンボル周期ＳＰで交互に選択するために、マルチプレクサユニット５１０を制御するように構成される。]
[0058] デジタル中間周波数信号は、第１のアンテナ信号及び第２のアンテナ信号に対応する中間周波数信号を１シンボル周期で交互に含む。デジタル中間周波数信号は、第１の回転ユニット５１４、第２の回転ユニット５１６に供給される。回転ユニット５１４、５１６は、シフトレジスタ５４２、５６２、及びマルチプレクサ５４０、５６０を含む。制御信号の制御のもとで、回転ユニットは、入力信号のＮ個の連続サンプルを制御信号の制御のもとで受信するように構成される。Ｎ個の連続サンプルは、おおよそシンボル周期ＳＰで、入力信号の一部分として示される。１６μｓのＳＰ及び８ＭＨｚのサンプル周波数では、シフトレジスタは１２８個の遅延素子を含む。回転ユニットはさらに、Ｎ個の連続サンプルを回転させてＮ個の回転された出力信号を生成するように構成される。受信機内で、第１の回転ユニット５１４及び第２の回転ユニット５１６は、一方の回転ユニットにサンプルが格納されると同時に、他方の回転ユニットが、回転ユニットのレジスタ内に記憶されたＮ個の連続サンプルを回転させるように構成される。]
[0059] 回転ユニットがＮ個の連続サンプルを回転させている間、遅延素子の内容は、Ｎ個の回転された出力信号の１つとして相関ユニット５２０に供給される。相関ユニット５２０は、Ｎ個の回転された出力信号のそれぞれについて相関値を計算する。このようにして、シンボル区間内のタイミング位置ごとに、対応するアンテナ信号の相関値を決定することができる。Ｎ個の連続入力サンプルがＮ回回転することによって、Ｎ個の相関値が決定される。最高値を有する相関値によりタイミング位置が決定する。相関ユニット５２０は、マルチプレクサ５２２、Ｎ個の固定乗算器、及び加算器ユニット５２４を含む。マルチプレクサは、Ｎ個の連続サンプルを回転させている回転ユニットのシフトレジスタ内容を選択するように構成されている。Ｎ個の固定乗算器は、対応する係数Ｃ１．．．ＣＮ及び加算器ユニット５２４と共に、回転された出力信号に対して相関関数を実行し、中間相関値を生成する。係数Ｃ１．．．ＣＮの値は、プリアンブルシンボルに対応する１２８個のサンプルのシーケンスに、既定の周波数の中間周波数に対応する１２８個のサンプルのシーケンスを乗算することによって得ることができる。本装置（ implementation ）では、デジタル中間周波数信号は１ビット信号である。シフトレジスタ５４２、５６２は１ビットシフトレジスタであり、固定乗算器は排他的論理和ゲートとして実施することができる。その結果、加算器ユニット５２４の出力は７ビット出力値になる。本発明は、乗算を実施するのに１ビット中間周波数信号、１ビットシフトレジスタ、及び排他的論理和ゲートに限定されないこと、並びに複数ビット信号にも適用できることに注意されたい。]
[0060] しかし、中間周波数は依然として、加算器ユニット５２４の出力信号中に存在する。連続するシンボル区間について相関器を処理できるようにするために、相関結果である加算器ユニット５２４の出力信号は、まず大きさが同様な信号に変換されなければならない。「実数」値又は同相の領域でのみ処理するので、使用可能な信号の大きさがない。]
[0061] ２ＭＨｚの中間周波数及び８ＭＨｚのサンプル周波数では、使用される信号は２ＭＨｚのまわりを中心とし、虚数値の処理では、サンプル区分ごとに９０度のまわりの位相変化を示す。したがって、ここで、使用可能な実数値又は同相の領域の信号のみに基づき、また１つのサンプル区間のオフセットで２つの相関器結果を使用して、大きさ推定を行うことができる。式｜Ｚ｜＝ＳＱＲ（Ｓｔ２＋Ｓｔ−１２）を用いて、平均化処理で使用されるべき大きさの値を得る。この式で、Ｓｔは、ｔシフト又は回転の後に得られる現在の中間相関値であり、Ｓｔ−１はｔ−１シフト又は回転の後に得られる以前の中間相関値であり、Ｚはｔシフト又は回転での推定大きさである。この大きさ平均化のための近似は、実用的な目的には十分な精度である。]
[0062] 本装置（ implementation ）においては、加算器ユニット５２４の出力信号の５ＭＳＢだけが、上記の式を実行するように構成された処理ユニットに供給される。この処理ユニットは、相関ユニット５２０の一部とすることができる。処理ユニットは、以前のシフトの相関値及びルックアップテーブルを記憶するように構成された遅延素子を含む。現在の相関値及び以前の相関値がルックアップテーブルに供給され、その出力に相関値が得られる。一実施態様では、相関値は４ビット幅の値になる。ルックアップテーブルの代わりに、他の任意の乗算の装置（ implementation ）を用いることができることは明らかなはずである。１つのシンボル区間中に、相関ユニット５２４は、Ｎ個の相関値の組を生成する。]
[0063] Ｎ個の相関値の組は、最大相関値をそのＮ個の相関値の組から選択し、制御信号の対応するタイミングオフセットを決定するために、処理ユニット５２６に供給される。]
[0064] 低中間周波数構成では、中間周波数が依然として、相関器の入力信号に、すなわちＮ個の連続サンプル中及びその回転されたバージョン中に存在する。この入力信号は、中間周波数の影響を受けるプリアンブル信号である。受信された実際の中心周波数と基準周波数の差は、周波数オフセットを画定する。このオフセットは、受信された信号と基準中間周波数に存在するのと同様に、実際の中間周波数に存在する。図７は、相関器の周波数応答を、相関器の中心周波数と受信された実際の中間周波数信号の中間周波数との間のオフセットの関数として示す。縦軸はレベルをｄＢ単位で示し、横軸は、受信された実際の中間周波信号の中間周波数をＭＨｚ単位で示す。中心周波数からのオフセットに対する最初のゼロは６２．５ｋＨｚのところにあり、これはシンボルレートに相当する。中心周波数は中間周波数の中央に置かれ、これは２ＭＨｚである。本発明による受信機の実施態様では、基準周波数は２ＭＨｚである。図５に示され、上記で説明された実施態様では、中心周波数から０．０６２５ＭＨｚごとにノッチがある図７に示された減衰に関連して、周波数オフセットが６２．５ｋＨｚよりもずっと小さい場合にだけ適正に動作する。] 図５ 図７
[0065] 実際には、情報が変調される搬送波周波数と、受信された信号を中間周波数にまで低く変換するために受信機内で使用されるＬＯ周波数との間には差がある。ＩＥＥＥ８０２．１５．４は、送信機の搬送波周波数の精度を４０ｐｐｍと規定している。受信機は、送信機と同じ搬送波周波数精度を有することになる。したがって、最悪状態では、送信機の搬送波周波数と受信機の搬送波周波数との差は、８０ｐｐｍにまで達する可能性がある。最も高いチャネル番号の２４８０ＭＨｚの搬送波周波数が使用される場合、最大周波数差は１９８．４ｋＨｚに達する可能性がある。]
[0066] −１９８．４〜＋１９８．４ｋＨｚの範囲の周波数オフセット幅を考えると、図７に示された特性を有する単一相関器は、最悪状態でのプリアンブル検出には不十分であることが明らかである。] 図７
[0067] それぞれが別の中間周波数に対応するいくつかの相関器を並列に使用することによって、上述の周波数オフセット幅をカバーすることができる。複雑さ、精度及び有効範囲の間での合理的な妥協は、３１．２５ｋＨｚ（シンボルレートの０．５倍）の中心周波数間隔で１５個の相関器を使用することである。この方法では、１５個の相関器で−２３０〜＋２３０ｋＨｚの周波数オフセット幅をカバーする。この幅は、８０ｐｐｍに基づいた上述のオフセットよりもわずかに大きい。また７つの相関器を６２．５ｋＨｚ（シンボルレートに一致）の中心周波数間隔で使用することもできることに注意されたい。しかし、その場合には、相関器は同様の周波数オフセット幅をカバーするが、周波数オフセット推定は精度が低くなる。]
[0068] 図８は、１５個の相関器が３１．２５ｋＨｚの中心周波数間隔で使用される場合の、可能な中心周波数（中間周波数）の表を示す。中央の欄内の値は、中心周波数をシンボルレートで除算した結果を示す。図９は、図８に示された表による、提案された１５個の相関器のうちの５つの相関器の周波数応答を示す。中央の３つは、図８の表で番号６、７及び８が付いた相関器に対応し、これらがどのように互いに補完するかを示す。番号１及び１５に対応する外側の２つは、カバーされる周波数範囲を示す。] 図８ 図９
[0069] 別々の中心周波数にそれぞれ対応したいくつかの相関器を並列に使用することにより、より大きい周波数オフセットが存在する状態でプリアンブル検出と周波数オフセット推定を組み合わせることが可能になる。各相関器出力のどれが実際のプリアンブル検出になるか、すなわち所定の基準を満たすかは、周波数オフセットでの識別子になる。簡単な基準では、相関値が所定の閾値を超えることとしてよい。他の基準については以下で説明する。]
[0070] 図５に示された受信機は、周波数オフセットを伴って動作しなければならない場合、より複雑になる。シフトレジスタの出力をその入力にフィードバックすることは、位相回転がレジスタの全体と比べてあまり大きくない場合のみ可能である。位相差は、信号の中間周波数が、おおよそシンボルレートであるアンテナ切替え速度の倍数ではない場合に生じる。言い換えると、シフトレジスタ内に記憶された信号の、シンボル区間に近い持続時間中に、中間周波数が整数の完全位相回転を生じる場合には、与えられたフィードバックにより位相誤差が生じない。] 図５
[0071] 図８の表に示された相関器中心周波数の選択肢には、シンボルレートの倍数又はシンボルレートの倍数プラス２分の１がある。中心周波数がシンボルレートの倍数である第１のタイプの相関器は、前記表で偶数番号を有する。中心周波数がシンボルレートの倍数プラス２分の１である第２のタイプの相関器は、前記表で奇数番号を有する。] 図８
[0072] 図５の受信機内の相関器ユニット５２０は、第１のタイプの相関器を有する７個の相関器を有するように構成することができる。しかし、第２のタイプの相関器を適用した場合には、中間周波数は、レジスタに記憶された信号と比べて整数プラス２分の１の位相回転を生じる。回転された出力シンボルの不連続を回避するために、レジスタよりシフトアウトされたサンプルは、サンプルがシフトレジスタの入力にフィードバックされる前に符号反転される。この反転は、１８０度の位相シフトに相当し、この位相シフトは、中間周波数によって生じた整数倍プラス２分の１の位相回転に相当する。] 図５
[0073] 図１０は、図５に示された回転ユニットと相関ユニットの組合せという第２の実施態様の簡略化ブロック図を示す。入力端子１００２は、図５に示された無線ユニット５１２の出力に接続される。入力端子１００２は、サンプル周波数ｆＳＦを有するデジタル中間周波数信号を受信する。図１０に示された組合せは、第１回転ユニット１００４、第２回転ユニット１００６、及び相関ユニット１００８を含む。各回転ユニットは、入力、制御信号入力（図示せず）及び出力を有する。入力は、制御信号の制御のもとで入力信号のＮ個の連続サンプルを受信するように構成される。Ｎ個の連続サンプルは、おおよそシンボル周期ＳＰで、入力信号の一部分として示される。回転ユニット１００４、１００６は、Ｎ個の連続サンプルを回転させてＮ個の回転された出力信号を生成するように構成される。第１の回転ユニット１００４は、第１のアンテナ信号に対応するデジタル中間周波数信号サンプルを制御信号（図示せず）の制御のもとで受信するように構成され、第２の回転ユニット１００６は、第２のアンテナ信号に対応するサンプルを制御信号の制御のもとで受信するように構成される。] 図１０ 図５
[0074] 回転ユニット１００４、１００６のそれぞれは、第１のマルチプレクサ１０４０、１０６０を含み、マルチプレクサ１０４０、１０６０は、回転ユニットの入力に接続された第１の入力、第２の入力、及び出力を有する。さらに、第１のシフトレジスタ１０４２、１０６２は、Ｎ個の遅延素子を備える。この第１のシフトレジスタは、第１のマルチプレクサ１０４０、１０６０の出力に接続された入力と、第１のマルチプレクサの第２の入力に接続されたシリアル出力と、パラレル出力とを有する。回転ユニット１００４、１００６はさらに、回転ユニットの入力に接続された第１の入力、第２の入力、及び出力を有する第２のマルチプレクサ１０４６、１０６６と、Ｎ個の遅延素子を含む第２のシフトレジスタ１０４４、１０６４であって、第２のマルチプレクサの出力に接続された入力、シリアル出力、及びパラレル出力を有する第２のシフトレジスタ１０４４、１０６４とを含む。回転ユニット１００４、１００６はさらに、第２のシフトレジスタのシリアル出力に接続された入力と、第２のマルチプレクサの第２の入力に接続された出力とを有するインバータ１０６６（１０４８、１０６８原文誤り）を含む。第１のシフトレジスタのパラレル出力、及び第２のシフトレジスタのパラレル出力は、Ｎ個の回転された出力信号を供給する。本実施態様では、Ｎ個の回転された出力は２つの部分を含む。第１の部分は、第１のシフトレジスタ１０４２、１０６２によって供給されるデータを含み、第２の部分は、第２のシフトレジスタ１０４４、１０６４によって供給されるデータを含む。]
[0075] 相関ユニット１００８は、マルチプレクサユニット１０１０を含み、このユニットは、第１の回転ユニット１００４、第２の回転ユニット１００６によって供給されるＮ個の回転された出力信号を制御信号の制御のもとで選択するように構成される。相関ユニット１００８はさらにＰ個の相関器を含む。各相関器は、それ自体の係数を有する。これらの係数は、中間周波数と関連した回転によるプリアンブルコードシーケンスを含む（シフトレジスタ内に記憶された第１のサンプルと最後のサンプルの間の所望の遷移を行うための中間周波数波との畳み込み）。偶数番号を有する第１のタイプである相関器は、第１のレジスタ１０４２、１０６２のパラレル出力に接続され、奇数番号を有する相関器は、第２のレジスタ１０４４、１０６４のパラレル出力に接続される。マルチプレクサ１０１０は、図中の他のマルチプレクサ１０４０、１０４６、１０６０、１０６６と同時に切り換わる。図１０で、シフトレジスタは１２８個の遅延素子を含み、相関器は１２８個の係数を含む。] 図１０
[0076] １つのシンボル区間に対して導出された単一の相関結果を用いると、雑音のあるプリアンブル信号と雑音（純粋な雑音信号）との区別は信頼性が高くない。複数の相関結果について平均すると、その区別が改善される。１つのアンテナからの少なくとも３つの連続シンボル区間について平均すると、雑音と雑音のあるプリアンブルとの識別の高い信頼性が得られる。]
[0077] 各シンボル区間が、１つの区間にＮ＝１２８個のサンプルにより、１２８個の相関結果を与える。シフトレジスタの内容が回転するごとに１つの相関結果が得られる。並列に複数の相関器が使用される場合には、１つの相関結果が個々の相関器それぞれの結果を含む。３つのシンボル区間について１２８個の結果すべてを平均するには、多くのゲートが必要になり、多くの電力を消費することになる。１５個の並列相関器の１２８個の相関結果を６ビットの精度で記憶するには、総数が１２８×１５×６＝１１５２０個の記憶素子（フリップフロップ）をアンテナごとに必要とする。これは、低電力設計として実際的ではない。]
[0078] 多数の入力信号について相関器出力値の組をさらに分析したところ、平均化処理の簡略化を可能にする特性が明らかになった。単一の相関ピークの大きさは、雑音と雑音のあるプリアンブルとを区別するための信頼性の高い方策ではない。しかし、プリアンブルが雑音のあるプリアンブル信号もまた伴って存在する場合、Ｎ×Ｐ個の相関値の組の中で最大の大きさは、ほぼ常に正しいタイミング位置及び相関器を指し示す。言い換えると、プリアンブル信号中の雑音、及びデータ受信が可能なレベルのプリアンブル信号は、真の相関ピーク（位置）に相当する値よりも大きい相関ピーク値を生じさせることがほとんどない。したがって、平均化は、Ｎ×Ｐ個の相関値の組の中で大きさが最大の位置について実行するだけでよい。]
[0079] １つのシンボル区間のＮ×Ｐ個の相関器出力値の組の各評価が、Ｎ×Ｐ個のマトリクスの中で「最大の大きさ」の値を有する新しい位置を与える。プリアンブルの開始の瞬間は未知であるので、新しい最大の大きさの値それぞれが新しい平均化処理位置（Ｎ×Ｐのマトリクスの座標によって規定される）を開始することができる。最大の大きさに対応する時間指標（サンプル数又はシフトの数）及び周波数指標（１５個の相関器のどれであるか）が記憶される。]
[0080] 同じアンテナ信号の次のシンボル区間中に、Ｎ×Ｐ個の相関値の新しい組が生成される。最初の処理が、最大の大きさの位置を有する組の中の第１の位置を決定する。この位置は、新しい開始位置として使用される。最大の大きさの位置を有する第１の位置の代わりに、最大の大きさを有する最後の位置を選択することもできることに注意されたい。信号が雑音だけを含む場合、最大の大きさの位置はどこでもありうるが、プリアンブルが存在するときに雑音がピークを生成することも起こりうる。しかし、これは非常に起こりにくい。さらに、第２の処理では、以前のシンボル区間の最大の大きさの位置に対応するＮ×Ｐ個の相関値の組の中の位置を使用して、Ｎ×Ｐ個の相関値から同じ位置の値を選択し、その値をこの位置ですでに記憶された一組の値に加える。次のシンボル区間では、第１の処理及び第２の処理が繰り返され、第３の処理では、以前のシンボル区間の最大の大きさの位置に対応するＮ×Ｐ個の相関値の組の中の位置を使用して、Ｎ×Ｐ個の相関値から同じ位置の値を選択し、その値をこの位置ですでに記憶された一組の値に加える。このようにして、第１の処理によって見出された位置ごとに、１つのシンボル区間及び２つの連続するシンボル区間からのＮ×Ｐ個の相関値の組の中の前記位置にある相関値が、その後に処理する組から選択される。これらの値を合計又は平均し、ある閾値と比較して、前記位置がプリアンブル信号のタイミングオフセット及び周波数オフセットに対応するかどうかを判定することができる。全体では、アンテナごとに、並行して進む３つの「平均化」処理があり、１つは開始したばかりで履歴が１つ、１つは履歴が２つ、１つは履歴が３つある。最後の出力は、プリアンブルが存在したかどうかを評価するために閾値と比較される。]
[0081] 本装置（ implementation ）では、「平均化」処理は、３つの連続する相関値の平均値を生成せずに、３つの連続する相関値の合計を生成することに注意されたい。こうすることは、平均閾値を３つの値の「実」平均と比較することが、平均閾値の３倍を３つの値の合計と比較することと等価であるので可能である。]
[0082] 図１１は、平均化処理の一例を示す。この例では、アンテナが１つだけあり、相関器が１つある（Ｐ＝１）。上の線は、相関器出力の大きさを示す。参照番号１１０２はシンボル区間境界を示す。矢印は、１つのシンボル区間で見出された最高値を示す。Ｓｕｍ１〜３で示された線は、３つの平均化処理の出力である。] 図１１
[0083] 入力の雑音だけをベースとするＳｕｍ１の出力では、第１の平均化は、雑音で見出された最大値に基づく。前記位置で３つの相関結果を加えた後の結果は、ノイズでは連続するシンボル間に相関がないので、依然として相対的に低くなる。Ｓｕｍ２の出力では、平均化処理は最大値から開始し、これはプリアンブルシンボルが存在する結果である。ここで、次の各相関値がその結果に、２つの連続するシンボル区間の相関値がある組内の前記位置で、実質的に加わる。]
[0084] ３つの値を加えた後、その結果は、所定のプリアンブル検出閾値と比較される。この閾値を超える場合、プリアンブルが存在すると想定され、対応するプリアンブル検出信号が設定される。]
[0085] 図１１は、本発明による回転ユニットを備えた１つの相関器を用いてプリアンブルを検出でき、またアンテナ選択を制御する制御信号の対応するタイミングオフセットを決定できることを示す。] 図１１
[0086] 上述のように、周波数オフセットを推定できるようにするには、それぞれ異なる中心周波数を有する複数の相関器を使用しなければならない。複数の相関器を使用する場合、Ｎ×Ｐ個の相関器値の二次元の組が生成される。図１０に示された実施態様では、１２８×１５個の相関値のマトリクスである組を生成する。] 図１０
[0087] 図１２は、このようなマトリクスの一部を示し、大きさが１５×２５である。図示のマトリクスの一部は、相関器の出力（平均化前）に対応する。垂直方向の位置は１５個の相関器の１つを指し、水平方向の位置は、単位が時間の位置、又は実行された巡回シフト数を指す。垂直方向の位置は、相関器特性に包含される周波数オフセットに関連し、水平方向の位置はシンボルタイミングに関連する。指標が［９，１１］のマトリクス要素が最大の大きさを示して、左上隅の第１の要素が指標［０，０］を有すると想定されている。最大の大きさの値に対応する位置は、選択された「最大の大きさ」アルゴリズムによって決まる。この場合では、時間単位で第１の位置と、値「１２」を与える相関器番号とが最大の大きさの値に対応すると想定される。他の任意のアルゴリズムでも同様の結果が得られるはずである。] 図１２
[0088] 実際には、雑音により最大の大きさの位置は、相関値の連続する組にわたって変動しうることが分かる。位置の精度は、連続する組の値を平均することによって改善する。評価では、この改善は受信機の全体性能に関連することが示された。それ故に、「最大の大きさ」の値を有する位置に（時間及び周波数においての意味で）近接した相関結果の値もまた平均される。次に、位置のウィンドウが画定され、その対応する相関値は、相関値の組から選択される。３つの結果（＝シンボル区間）について平均した後、平均された値の最大値が既定のプリアンブル検出閾値を超えるかどうかが判定される。最大値に対応する指標は、タイミングオフセット及び周波数オフセットを示す。図１３は、１２８×１５個の相関器値の組に適用される平均化ウィンドウを示す。このウィンドウは、３×３個の相関値のサイズを有し、最良の相関値を有するように選択された相関値の組の中の位置に中心が置かれる。上記の平均化の方法では、見出された最大の大きさに対応する位置ごとに各組からの９つの相関値を用い、連続するシンボル区間中に対象のウィンドウに対し相関値を追跡する。２アンテナシステムでは、並列に実行されるこれら平均化処理が２×３、アンテナごとに３つある。６ビットの分解能を有する相関値を平均化処理で使用する場合、必要な記憶量は９×３×２×６＝３２４個のフリップフロップになる。この方法では、平均化で必要なフリップフロップ（記憶）の数量を、１２８×１５個の相関値の３つの完全な組を記憶するのに必要な数に対して、（１１５２０×２）／３２４＝７１．１分の１に低減する。] 図１３
[0089] 他のウィンドウサイズ、例えば３×５又は５×３も使用できることに注意されたい。このサイズは、実験の分析結果によって決まる。]
[0090] アンテナの選択は、それぞれのアンテナの相関結果を比較することによって行われる。プリアンブルが存在するときに最高の相関が得られるアンテナが最良と考えられる。]
[0091] 図１４は、２アンテナシステム内での本発明による平均化処理を示す。図は上部で、入力信号又は送信信号を時間軸に沿って示す。始めは信号がまったくない。次に、続けて８つのプリアンブルシンボルＳ１〜Ｓ８、ＳＦＤを形成する２つのシンボル、及びデータシンボルが受信される。入力信号時間軸の下に、２つのアンテナを切り替えるための制御信号又はアンテナ選択信号が示されている。この２つの時間軸の下に、アンテナに対する３つのパラレル平均化処理が示されている。] 図１４
[0092] アンテナ選択信号の下の番号付き矢印は、平均化処理及び実際の状態を指す。２つのアンテナがあり、プリアンブル検出閾値との比較の前に、アンテナごとに３つの相関結果が合計される。最初の数字は、結果がアンテナ１によるものかアンテナ２によるものかを示す。Ｘ、Ｙ及びＺは、進行している３つの異なる平均化処理を示す。そして最後の数字は、それまでの処理の加算への寄与回数を示す。]
[0093] アンテナごとに３つの処理が必要になり、各シンボル区間中に見出された最大の大きさが、新しい平均化処理の開始につながる。３つの平均化処理のそれぞれが３つのシンボル区間で進行しており、また再開される。さらに、アンテナごとに、最後の３つのシンボル区間中の平均化結果が使用可能になる。例えば２Ｙ３の中の最後の数字は、結果の「履歴」又は状態を示す。平均化処理によって得られる結果に含まれる１つ、２つ又は３つの相関結果がある。指標１は、処理が再開され、その処理で新しい最大相関値を決定し、かつＮ×Ｐ個の相関値の組の中の対応する位置と、平均化ウィンドウに対応する相関値とを記憶したことを示す。指標２は、処理が、Ｎ×Ｐ個の相関値の連続する組から相関値を選択し、記憶された相関値に加えたことを示す。記憶された相関値は、この段階で、相関値の２つの連続する組からの相関値の合計に相当する。指標３は、処理が、Ｎ×Ｐ個の相関値の連続する組から相関値を選択し、記憶された相関値に加えたことを示す。ここで、記憶された相関値は、この段階で、相関値の３つの連続する組からの相関値の合計に相当する。図１１は、線Ｓｕｍ１、Ｓｕｍ２及びＳｕｍ３によって、図１４の１つのアンテナに対する３つのパラレル平均化処理Ｘ、Ｙ及びＺを示す。バーの横の数字は処理の状態を示し、バーの高さは、１つ、２つ又は３つの連続する相関値の総合計を示す。] 図１１ 図１４
[0094] 相関結果は、アンテナスロット終了の１シンボル区間後に使用可能になることに注意されたい。これは、相関処理の実行のされ方に関係する。最初に、シフトレジスタにアンテナ信号からのサンプルがロードされなければならず、それから、次のシンボル区間中にシフトレジスタの内容が巡回シフトされ、生成された相関結果の組が評価される。したがって、１Ｘ１は、前のアンテナ１スロットから派生する第１のアンテナに対する第１の平均化処理を指す。]
[0095] プリアンブル信号は、アンテナ２のアンテナスロットの中ほどに到着する。この区間にはプリアンブル信号がわずかな時間にしか存在しないので、これは不適切な相関ピークになると想定しよう。また、アンテナ１でのＳＮＲが悪く、アンテナ１ではプリアンブル検出が不可能であるとも想定しよう。そうすると平均化シーケンスは結果として、２Ｙ１から開始する相関結果の組のシーケンスに対するプリアンブル検出になる。この場合には、プリアンブルが２Ｙ３で検出される。]
[0096] しかし、受信機では、プリアンブルの第１のシンボルがいつ到着したのかが未知である。したがって、受信機では、３つのプリアンブルシンボルが１Ｙ３の相関結果にすでに含まれていたことが未知である。どのアンテナが最大の大きさの結果を与えるかを判定できるようにするには、１つの余分なシンボル区間が必要になり、そうすると２Ｙ３と１Ｚ３の相関結果を比較することができる。しかし、これではあまりに遅い。そのとき、ＳＦＤはすでに開始しており、パケットが適正に受信されなければならない。]
[0097] したがって、２Ｙ３がプリアンブル検出になる場合には、８つのプリアンブルシンボルのシーケンス内の３つのシンボル区間に対応する３つの相関結果が使用されたと想定される。すなわち、２Ｙ３で使用される３つの有効な相関結果がある場合には、第１のアンテナで入手可能なシンボル区間からの相関結果の２つの組が少なくともあるはずである。これら２つの結果を用いて、１Ｚ２に存在する合計値を生成する。同様に、ただし次は第１のアンテナからの最後の２つのシンボル区間からの２つの結果を用いて、２Ｚ２に存在する合計値を生成する。１Ｚ２からと２Ｚ２からとの合計相関値を比較すると、２つのアンテナのどちらが最大の大きさを与えるかが示される。２Ｚ２が１Ｚ２よりも大きい場合には、２Ｙ３の周波数指標及び時間指標が用いられる。選択アルゴリズムの一実施態様で、１Ｚ２の方が大きい場合には、１Ｚ２の指標を用いて、タイミングオフセット及び周波数オフセットを推定する。]
[0098] 別の実施態様で、１Ｚ２の方が大きい場合には、プリアンブル検出が破棄され、平均化処理に進む。１Ｚ２が２Ｚ２よりも大きい場合、これは、アンテナ１がより良質の信号を供給することを示すものである。その場合、アンテナ１は、プリアンブルの一部を含む３つの連続するシンボル区間を供給でき、かつプリアンブル検出を生成できなければならない。ここで、周波数オフセット推定及びタイミングオフセット推定は、３つの連続する相関結果に基づいており、より正確である。]
[0099] ＳＮＲが良好な受信条件では、新しいトレーニング方式は、０．０３％程度又はそれより良いパケット誤り率（ＰＥＲ）を有する。この数字は、システムスループットに関して問題なしとするのに十分なだけ小さいが、改善することが可能である。]
[0100] エラーは、実際のプリアンブルの少なくとも一部を含むシーケンスに対するプリアンブル検出によって引き起こされるが、３つのシンボル区間うち２つほども、既定の閾値を超える高い相関値を生じる雑音信号を含みうる。シンボル区間の最初の部分だけが、プリアンブルシーケンスの一部を含む最後のシンボル区間の実指標に近いタイミング及び周波数の指標になる必要がある。]
[0101] プリアンブルシーケンスの一部を有するシンボル区間の前の、雑音を有する２つのシンボル区間が、最後のシンボル区間内のプリアンブルシーケンスの一部の実際のタイミングオフセット及び周波数オフセットに対応する、Ｎ×Ｐ個の相関値のマトリクス中のある位置に最大相関値を有する確率は非常に小さい。したがって、誤った検出の確率は、プリアンブルが検出される３つのシンボル区間から導出される３つの相関結果の指標が互いに近いことを要求することによって、さらに低減することができる。]
[0102] プリアンブル検出アルゴリズムは、平均化期間中に周波数指標及び時間指標に追加の要件を課すことによって改善することができる。３つのプリアンブルシンボルの連続においてプリアンブルが検出された場合、指標は互いに近くなければならない。雑音がいくらかの変化を引き起こしうる。]
[0103] これら追加の要件が、低減できない誤り率に大幅な改善をもたらすことが分かる。図１４を使用して、これら追加の要件を用いることを説明する。] 図１４
[0104] プリアンブル検出をもたらすＮ×Ｐ個の相関値の組のシーケンスが２Ｘ１から開始すると想定しよう。結果を２Ｘ３で検出閾値と比較することは別にして、２Ｘ１、２Ｙ１及び２Ｚ１で見出される指標が互いに近いこともまた要求される。雑音がこれらの指標を少し変化させるので、プリアンブル信号に近いことも要求される。したがって、プリアンブル検出に寄与する３つのシンボルで見出される指標は、Ｎ×Ｐ個の相関値のマトリクス内の、タイミングオフセット及び周波数オフセットの推定値を与える同じ位置に大まかになければならない。]
[0105] 実際には、指標は、相関器番号で±１の位置の偏差、及び巡回シフト数で±３の偏差が許容される。]
[0106] 上記の方法でＰＥＲは、１０ｄＢのＳＮＲで０．０１％程度になる。]
[0107] さらに別の実施態様では、（１つのアンテナの）最後の２つのシンボル区間について平均した指標だけが用いられる。場合により、シーケンス平均化は、雑音に対して、実際のプリアンブルと位置合わせされたものに近い指標から開始される。このような場合には、まだあまりに遠く隔たっている可能性のある指標が閾値を超えることがある。検出に対する指標要件により、閾値を超えるシーケンス中の２つの雑音寄与、すなわち雑音だけに起因する最大相関値は極めてまれになる。]
[0108] 再び図１４を参照すると、２Ｘ１は、２Ｘ３でプリアンブル検出に帰着するシーケンスの開始であると想定される。次に、２Ｙ２及び１Ｙ２の各付加された相関結果の大きさがアンテナ選択のために比較され、最大の指標がシンボルタイミング及び周波数オフセットの推定値として用いられるはずである。シミュレーションでは、上記の方法によりＰＥＲは、１０ｄＢのＳＮＲで約０．００２５％にまで改善することが示される。] 図１４
[0109] 以上、本発明のいくつかの実施態様を例示的実施態様によって説明してきた。当業者であれば、これらの実施態様に関して説明した要素に、添付の特許請求の範囲で定義される本発明の範囲から逸脱することなく、様々な改変及び変形を加えることができる。]

权利要求:

請求項1
入力信号の特性を決定する装置であって、前記入力信号が中間周波数ｆＩＦ、及びＭ個の類似のデータシンボルのシーケンスであるプリアンブル信号を含み、前記データシンボルがシンボル周期ＳＰを有し、Ｍが２以上の整数であり、前記入力信号のＮ個の連続サンプルを受信するための入力端子であって、前記Ｎ個の連続サンプルがおおよそ前記シンボル周期ＳＰで、前記入力信号の一部分として示される、入力端子と、前記Ｎ個の連続サンプルを回転させてＮ個の回転されたシンボルを得る回転ユニットと、前記Ｎ個の回転されたシンボルをＰ個の相関関数と相関させてＮ×Ｐ個の相関値の組を生成する相関ユニットであって、各相関関数が別々の中心周波数を有し、Ｐが２以上の整数である相関ユニットと、前記Ｎ×Ｐ個の相関値の組から最大相関値を選択し、前記特性を決定する処理ユニットであって、前記特性が、プリアンブル検出、周波数オフセット及びタイミングオフセットを含む群から選択される少なくとも１つである処理ユニットとを含む、装置。
請求項2
処理ユニットが、Ｎ×Ｐ個の相関値のＱ個の連続組から周波数オフセット及びタイミングオフセットを推定するように構成され、Ｑが２より大きくＭより小さい整数である、請求項１に記載の装置。
請求項3
処理ユニットが、最大相関値が所定のプリアンブル検出閾値を超えたときにプリアンブル検出信号を生成するように構成される、請求項１に記載の装置。
請求項4
処理ユニットが、Ｎ×Ｐ個の相関値のＱ個の連続する組からの最大相関値の合計が所定のプリアンブル検出閾値を超え、かつ前記Ｎ×Ｐ個の相関値のＱ個の連続する組から推定される周波数オフセットとタイミングオフセットとの間の差異が所定の限度値内であるときに、プリアンブル検出信号を生成するように構成され、Ｑが２より大きくＭより小さい整数である、請求項２に記載の装置。
請求項5
回転ユニットが以下を含む、請求項１に記載の装置。前記回転ユニットの入力に接続された第１の入力、第２の入力、及び出力を有する第１のマルチプレクサと、Ｎ個の遅延素子を含む第１のシフトレジスタであって、前記第１のマルチプレクサの前記出力に接続された入力、前記第１のマルチプレクサの前記第２の入力に接続されたシリアル出力、及びパラレル出力を有する第１のシフトレジスタと、前記回転ユニットの入力に接続された第１の入力、第２の入力、及び出力を有する第２のマルチプレクサと、Ｎ個の遅延素子を含む第２のシフトレジスタであって、前記第２のマルチプレクサの前記出力に接続された入力、シリアル出力、及びパラレル出力を有する第２のシフトレジスタと、前記第２のシフトレジスタの前記シリアル出力に接続された入力、及び前記第２のマルチプレクサの前記第２の入力に接続された出力を有するインバータと、前記第１のシフトレジスタの前記パラレル出力に接続された第１の出力と、前記第２のシフトレジスタの前記パラレル出力に接続された第２の出力とを含み、相関値ユニットが、前記回転ユニットの前記第１の出力に接続された第１の入力と、前記回転ユニットの前記第２の出力に接続された第２の入力とを含み、前記回転ユニットがさらに２つのタイプの相関器を含み、第１のタイプの相関器が、次式の保持中心周波数を有し、第２のタイプの相関器が、次式の保持中心周波数を有し、ここで、ｆｃ＝相関器の中心周波数、ｆＩＦ＝中間周波数、ＳＰ＝シンボル周期、Ｘ＝０以上の整数であり、前記第１のタイプの相関器の入力が前記第１の入力に接続され、前記第２のタイプの相関器の入力が前記第２の入力に接続される。
請求項6
類似のデータシンボルがＰＮチップシーケンスであり、チップレートが中間周波数に近い、請求項１〜５のいずれかに記載の装置。
請求項7
Ｎ／ＳＰ≒４×ｆＩＦである、請求項６に記載の装置。
請求項8
Ｎ＝１２８であり、ｆＩＦ＝２ＭＨｚである、請求項６に記載の装置。
請求項9
入力信号が２値信号である、請求項１〜８のいずれかに記載の装置。
請求項10
ある搬送周波数を有するアンテナ信号で、Ｍ個の類似のデータシンボルのシーケンスであるプリアンブル信号を搬送するアンテナ信号の特性を決定する受信機であって、前記データシンボルがシンボル周期ＳＰを有し、Ｍが２以上の整数であり、第１のアンテナ信号及び第２のアンテナ信号をそれぞれ取り込む第１の入力端子及び第２の入力端子と、前記第１の入力端子及び第２の入力端子にそれぞれ接続された第１の入力及び第２の入力、並びに制御信号を取り込むための制御信号入力を有する第１のマルチプレクサであって、複合アンテナ信号が得られるように、前記制御信号の制御のもとで前記第１のアンテナ信号及び第２のアンテナ信号を１つずつ選択するように構成される第１のマルチプレクサと、前記複合アンテナ信号を、サンプル周波数ｆＳＦを有するデジタル中間周波数信号に変換する無線ユニットと、入力、制御信号入力、及び出力を有する第１の回転ユニットであって、前記入力が、前記制御信号の制御のもとで入力信号のＮ個の連続サンプルを受信するように構成され、前記Ｎ個の連続サンプルが、前記入力信号の、前記シンボル周期ＳＰに近い一部分を表し、前記第１の回転ユニットが、前記Ｎ個の連続サンプルを回転させてＮ個の回転された出力信号を生成するように構成される第１の回転ユニットと、入力、制御信号入力、及び出力を有する第２の回転ユニットであって、前記入力が、前記制御信号の制御のもとで前記入力信号のＮ個の連続サンプルを受信するように構成され、前記Ｎ個の連続サンプルが、前記入力信号の、前記シンボル周期ＳＰに近い一部分を表し、前記第１の回転ユニットが、前記Ｎ個の連続サンプルを回転させてＮ個の回転された出力信号を生成するように構成される第２の回転ユニットと、制御信号を発生する制御信号発生ユニットであって、前記制御信号が、前記マルチプレクサが第１のアンテナ信号及び第２のアンテナ信号を前記シンボル周期ＳＰに近い周期で交互に選択できるようにし、前記第１の回転ユニットが前記デジタル中間周波数から前記第１のアンテナ信号に関連する各信号部分を受信することができるようにし、また前記第２の回転ユニットが前記デジタル中間周波数から前記第２のアンテナ信号に関連する各信号部分を受信することができるようにする制御信号発生ユニットと、前記第１の回転ユニット及び第２の回転ユニットによって生成される前記Ｎ個の回転された出力信号をＰ個の相関関数と相関させてＮ×Ｐ個の相関値の第１の組及び第２の組を生成する相関ユニットであって、各相関関数が別々の中心周波数を有し、Ｐが２以上の整数である相関ユニットと、前記Ｎ×Ｐ個の相関値の第１の組及び第２の組から前記アンテナ信号それぞれの特性を決定する処理ユニットであって、前記特性が、プリアンブル検出、周波数オフセット及びタイミングオフセットを含む群から選択される少なくとも１つである処理ユニットとを含む、受信機。
請求項11
処理ユニットが、Ｎ×Ｐ個の相関値の２以上の第１の組及び第２の組から、最良の信号品質の信号を供給するアンテナを推定するように構成される、請求項１０に記載の受信機。
請求項12
処理ユニットが、Ｎ×Ｐ個の相関値のＱ個の連続する第１の組又は第２の組からの最大相関値の合計が所定のプリアンブル検出閾値を超え、かつＮ×Ｐ個の相関値の前記Ｑ個の連続する組から推定される周波数オフセットとタイミングオフセットとの間の差異が所定の限度値内にあるときに、プリアンブル検出信号を生成するように構成され、Ｑが２より大きくＭより小さい整数である、請求項１１に記載の受信機。
請求項13
処理ユニットがさらに、Ｎ×Ｐ個の相関値の少なくとも最後の２つの連続する第１の組及び第２の組により、最良の品質の信号を供給するアンテナを選択するように構成される、請求項１２に記載の受信機。
請求項14
処理ユニットがさらに、選択されたアンテナに関連するＮ×Ｐ個の相関値の少なくとも２つの連続する組から導出されたマトリクスにより選択されるアンテナに対応する周波数オフセット及びタイミングオフセットを推定するように構成される、請求項１３に記載の受信機。
請求項15
入力信号の特性を決定する方法であって、前記入力信号が中間周波数ｆＩＦ、及びＭ個の類似のデータシンボルのシーケンスであるプリアンブル信号を含み、前記データシンボルがシンボル区間ＳＰを有し、Ｍが２以上の整数であり、前記入力信号のＮ個の連続サンプルを受信するステップであって、前記Ｎ個の連続サンプルがおおよそ前記シンボル周期ＳＰで、前記入力信号の一部分として示されるステップと、Ｎ個の連続サンプルを回転させてＮ個の回転されたシンボルを得るステップと、前記Ｎ個の回転されたシンボルをＰ個の相関関数と相関させてＮ×Ｐ個の相関値の組を生成するステップであって、Ｐが２以上の整数であるステップと、前記Ｎ×Ｐ個の相関値の組から最大相関値を選択し、前記特性を決定するステップであって、前記特性が、プリアンブル検出、周波数オフセット及びタイミングオフセットを含む群から選択される少なくとも１つであるステップとを含む方法。