受信機における逐次追跡およびオフライン復調

专利摘要:
可変の積分時間により所望の信号を逐次的に追跡することによって所望の信号を追跡し、所望の信号の自動周波数制御を実行し、およびオフラインソフトウェアを使用して所望の信号を復調するための装置および方法。1つの態様において、自動周波数制御は、オフラインソフトウェアを使用して実行される。1つの態様において、所望の信号は、GPS衛星からである。1
公开号:JP2011508188A
申请号:JP2010536172
申请日:2008-11-26
公开日:2011-03-10
发明作者:ウ、ジエ；シミック、エミリジャ・エム．；ファーマー、ドミニク・ジェラルド
申请人:クゥアルコム・インコーポレイテッドＱｕａｌｃｏｍｍ Ｉｎｃｏｒｐｏｒａｔｅｄ；
IPC主号:G01S19-24

专利说明:

[0001] 本件特許出願は、「Sequential Tracking and Offline Demodulation in Receiver」という名称の2007年11月30日付けの米国仮出願第60/991,554号に基づいて優先権を主張するものであって、当該米国仮出願は、参照によって本件出願の明細書に明白に組み込まれている。]
技術分野

[0002] 本件開示は、一般に、受信機における追跡および復調のための装置および方法に関係する。]
背景技術

[0003] 衛星測位システム（SPS）を使用する位置決定技術は、商業、政府、および私的アプリケーションにおいて多様に使用されている。ユーザーが移動の最中に特定の軌道を追うことを目的とするアプリケーションのようなナビゲーション的なアプリケーションにおいて、受信機が一定のレートで連続的な位置決定を提供することがしばしば望まれる。これらのアプリケーションは、受信機が連続的に各々の利用可能なSPS衛星を追跡し、ナビゲーションデータを復調することを典型的に必要とする。]
[0004] 典型的に、従来のSPS受信機は、範囲内およびドップラー次元において、低い受信信号レベルおよび／または高い信号ダイナミックという条件のもとでは連続的な追跡および復調を提供することができない。高い信号ダイナミックは、衛星とユーザーデバイスとの間の相対的な動きによって、または衛星発振器とユーザーデバイス発振器との間の相対的な周波数ドリフトによって生じ得る。これらの悪い受信条件は、パフォーマンスを最適にするために、可変の処理スキームを典型的に必要とする。しかしながら、従来のハードウェア・ソリューションを使用して、そのような適応型の処理スキームをリアルタイムで実装することは、困難または不可能である。]
[0005] 信号処理の汎用性を達成するためにソフトウェアベースのオフライン処理が使用されてもよい。1つの態様において、リアルタイムサーチング（獲得）処理は、オフラインの周波数追跡および復調機能から分離される。リアルタイムサーチング処理を分離する1つの利点は、リアルタイム処理の制約のない周波数追跡およびデータ復調機能の最適化である。この開ループ処理によって提供される他の利点は、より脆い搬送波ループ追跡閉止が試みられる前に、高度に強固な逐次ループによって信号の存在が承認されることができることである。この処理はまた、閉ループ作動周波数、擬似ロック（False Locks）の検出、高速ループ開始および／または信号の存在の確認に対する「ぽか」チェックを可能にする。]
[0006] 受信機における追跡および復調のための装置および方法が開示されている。1つの態様にしたがって、追跡およびデータ復調のための受信機は、可変の積分時間で所望の信号を逐次的に追跡するための逐次追跡ユニットと、前記所望の信号の自動周波数制御を実行するための自動周波数制御（AFC）ループを具備する搬送波追跡のための閉ループと、およびオフラインソフトウェアを使用して前記所望の信号を復調するためのデータ復調ユニットとを具備する。]
[0007] 本件発明のある実施形態は、衛星からの可変の積分時間でGPS信号のような所望の衛星信号を逐次的に追跡するための逐次追跡ユニットと、前記所望の衛星信号の自動周波数制御を実行するための自動周波数制御ループと、およびオフラインソフトウェアを使用して前記所望の衛星信号を復調するためのデータ復調ユニットとを具備する、追跡およびデータ復調のためのGPS受信機のような衛星受信機を提供する。]
[0008] 本件発明のいくつかの実施形態は、可変の積分時間で所望の信号を逐次的に追跡することと、オフラインソフトウェアを使用して前記所望の信号の自動周波数制御を実行することと、および前記オフラインソフトウェアを使用して前記所望の信号を復調することとを具備する前記所望の信号を追跡するための方法を提供する。]
[0009] 本件発明のある実施形態は、可変の積分時間で所望の信号を逐次的に追跡するためのプログラムコードと、オフラインソフトウェアを使用して前記所望の自動周波数制御を実行するためのプログラムコードと、および前記オフラインソフトウェアを使用して前記所望の信号を復調するためのプログラムコードとを具備するプログラムコードを内蔵するコンピューター可読媒体を提供する。]
[0010] 本件発明のある実施形態は、I/Qデータを提供するための出力を有するベースバンドミキサーと、可変の積分時間で所望の信号を逐次的に追跡するための逐次追跡ユニットであって、前記逐次追跡ユニットは、I/Qデータを受信するために前記ベースバンドミキサーの前記出力に結合される入力を有する積分器を具備し、前記積分器は、可変の積分時間を使用する、逐次追跡ユニットと、前記積分器に結合されるピークプロセッサーと、および調節信号を提供するために前記ピークプロセッサーに結合されるコントローラーと、および前記所望の信号の自動周波数制御を実行するための自動周波数制御（AFC）ループであって、前記AFCループは、前記I/Qデータを受信するために前記ベースバンドミキサーの前記出力に結合されるデータ入力を具備するAFCループと、前記調節信号を受信するために前記コントローラーに結合される制御入力と、および前記所望の信号を復調するためのデータ復調ユニットとを具備する追跡およびデータ復調のための受信機を提供する。]
[0011] 本件発明のある実施形態は、I/Qデータを提供するために信号を混合するための手段と、可変の積分時間で前記所望の信号を逐次的に追跡するための手段であって、前記逐次的に追跡する行為は、積分データを形成するために前記I/Qデータを積分するための手段を具備する、手段と、前記積分データのピークを検出するための手段と、および調節信号を制御するための手段と前記調節信号に基づいて、前記所望の信号の自動周波数制御を実行するための手段と、前記所望の信号を復調するための手段とを具備する追跡および復調のための受信機を提供する。]
[0012] 本件発明のある実施形態は、I/Qデータを提供するために信号を混合することと、可変の積分時間で前記所望の信号を逐次的に追跡することと、ここにおいて、前記逐次的に追跡する行為は、積分データを形成するために前記I/Qデータを積分することを具備する、前記積分データのピークを検出することと、および調節信号を制御することと、前記調節信号に基づいて、前記所望の信号の自動周波数制御を実行することと、および前記所望の信号を復調することとを具備する追跡およびデータ復調信号のための方法を提供する。]
[0013] 本件発明のある実施形態は、可変の積分時間で前記所望の信号を逐次的に追跡するためのプログラムコードであって、前記逐次的に追跡する行為は、積分データを形成するためにI/Qデータを積分するためのプログラムコードを具備する、プログラムコードと、前記積分データのピークを検出するためのプログラムコードと、および調節信号を制御するためのプログラムコードと、前記調節信号に基づいて、前記所望の信号の自動周波数制御を実行するためのプログラムコードと、および前記所望の信号を復調するためのプログラムコードとを具備する、プログラムコードを内蔵するコンピューター可読媒体を提供する。]
[0014] 本件発明のある実施形態は、以下の特徴および利点の１つまたは複数を提供する。（１）逐次追跡モードがアクティブのときはいつでもデータ復調処理が実行されることができる。（２）変更可能な長さの積分スキームおよび当該スキームの制御論理が利用可能である。および（３）サーチャー積分の間にデータが収集され、その後そのデータはソフトウェアにおいてオフラインで復調される。ある実施形態において、ハードウェア制御を得るためにデータ復調処理が使用されない。その代わりに、著しいドップラー損失を防ぐためにコヒーレントI/Qデータが、十分に高いレートで収集され、オフラインで処理される。このスキームは、(a)信号レベル作動範囲の全体にわたって連続的なデータ復調をサポートすること、および(b)高い信号ダイナミック条件の下でパフォーマンスを最大化にするために可変のバンド幅追跡スキームを可能にすることの2つの目的を同時に達成する。このスキームは、比較的シンプルな実装を可能にする（つまり、スレッド境界にわたって複雑なモードスイッチングがなく、シンプルな状態機械設計）。]
[0015] 追加の特徴および利点は、（４）自動周波数制御（AFC）/復調ループを開または閉とするかの決定が強固な逐次追跡ループ観測に基づくことを含んでもよい。擬似ロックの検出は、AFC推定周波数と逐次追跡推定周波数とを比較することによって達成される。絶対差が特定の閾値を超える場合、ソフトウェアローテーターの値を逐次追跡ループ推定と一致するよう調整することによって、AFCループがリセンタリングされる。]
[0016] 追加の特徴および利点は、（５）予測中心周波数技術が周波数ドリフトによる損失を軽減するために使用されることを含んでもよい。以前のサーチからの周波数推定が次のサーチの中間時点に伝搬される。その後、サーチャーは、次のサーチをリセンタリングするためにこの伝搬された周波数を使用する。この技術は、周波数がドリフトしないか、または定数に近いレートでドリフトするとき、定常状態の場合に最大の利益を提供する。]
[0017] 更なる特徴および利点として含まれ得ることは、（６）コヒーレント和の収集の間に適用されるサーチャー周波数デルタが記録されているということである。サーチャー周波数デルタは、何らかの逐次追跡ループ周波数復調のためにコヒーレント和を訂正することを可能とし、および周波数擬似ロック検出を駆動する。他の利点は、搬送波追跡ループの閉ループ応答の処理遅れの影響が最小限にされるまたは完全に防止されることを含んでもよい。したがって、閉ループ応答を保証することを容易にすることができる。]
[0018] 他の態様は、以下の詳細な説明から当業者に直ちに明らかになるだろう。なお、様々な態様は、例示の方法で表示され、説明されている。図面および詳細な説明は、本質的に例示とみなされるべきであって、制限とみなされるべきではない。]
図面の簡単な説明

[0019] 図1は、受信機の一例のブロック図を例示している。
図2Aは、逐次追跡およびデータ復調の複合ユニットの実施形態を例示している。
図2Bは、逐次追跡およびデータ復調の複合ユニットの実施形態を例示している。
図2Cは、逐次追跡およびデータ復調の複合ユニットの実施形態を例示している。
図3は、データ復調器／AFCループの第２次AFCループオペレーションを例示している。
図4は、直線化モデルの観点でのループフィルターを備える連続時間系自動周波数制御（AFC）ループを例示している。
図5は、図4で説明されるループフィルターのためのデジタルループフィルター実装の一例を例示している。
図6は、35Hz/秒の一定周波数ランプに対する逐次追跡ループおよび第２次AFCループの応答を例示している。
図7は、±4Hz/秒と0Hz/秒の間で切り替わる速度プロファイル（VPF1）に対する逐次追跡ループおよび第２次AFCループの応答を例示している。
図8は、±35Hz/秒と0Hz/秒の間で切り替わる速度プロファイル（VPF2）に対する逐次追跡ループおよび第２次AFCループの応答を例示している。
図9は、23ないし29dB-HzのC/N0範囲にわたる追跡およびデータ復調の機能のモンテカルロシミュレーションから導き出されるビットエラーレート（BER）結果を例示している。
図10は、シミュレーションの間に観測される擬似ロック行動を例示している。
図11は、逐次追跡ループおよび第２次AFCループの両方についての観測された周波数エラーの標準偏差を例示している。
図12は、VPF2速度プロフィールについての異なる処理遅れによるビットエラーレート（BER）を例示している。
図13は、異なる処理遅れによる周波数エラー標準偏差を例示している。]
発明の詳細な説明

[0020] 添付の図面と関連して以下で述べられる詳細な説明は、本件開示の様々な態様の説明として意図されており、本件開示が実施されることができる唯一の態様を表わすようには意図されていない。本件開示において説明される各態様は、本件開示の単なる事例または例示として提供されており、必ずしも他の態様よりも好ましいまたは有利であるものとして解釈されるべきではない。詳細な説明は、本件開示の完全な理解を提供する目的のために特定の詳細を含んでいる。しかしながら、本件開示がこれらの特定の詳細によらずに実施されることができることは、当業者にとって明白である。いくつかの例において、本件開示の概念が不明瞭なものとなることを防ぐために、周知の構造およびデバイスは、ブロック図の形式で図示されている。頭文字および他の記述的用語は、単に、便宣上および明確さのために使用されてもよく、本件開示の範囲を制限するようには意図されていない。]
[0021] 本件明細書において説明される様々な例示的論理ブロック、モジュール、および回路は、１つまたは複数のプロセッサーによって実装または実行されることができる。プロセッサーは、マイクロプロセッサー、特定用途プロセッサー、そのようなデジタル信号プロセッサー（DSP）、またはソフトウェアをサポートすることができる任意の他のハードウェアプラットフォームのような一般目的プロセッサーであってもよい。ソフトウェアは、ソフトウェア、ファームウェア、ミドルウェア、マイクロコード、または任意の他の用語で呼ばれようと、命令、データ構造、またはプログラムコードの任意の組み合わせを意味するよう広く解釈されるだろう。代替的に、プロセッサーは、特定用途積分回路（ASIC）、プログラム可能論理デバイス（PLD）、フィールドプログラム可能ゲートアレー（FPGA）、コントローラー、マイクロコントローラー、状態機械、離散ハードウェアコンポーネントの組み合わせ、またはそれらの任意の組み合わせであってもよい。本件明細書において説明される様々な例示的な論理ブロック、モジュール、および回路はまた、ソフトウェアを格納するためのコンピューター可読媒体を含んでいてもよい。]
[0022] 本件明細書において説明される方法および装置は、米国のグローバル測位システム（GPS）、ロシアのGLPNASSシステム、ヨーロッパのガリレオシステム、衛星システムの組み合わせからの衛星を使用する任意のシステム、または将来開発される衛星システムのようなグローバルナビゲーション衛星システム（GNSS）とも呼ばれる様々な衛星測位システム（SPS）により使用されてもよい。さらに、本件開示の方法および装置は、擬似衛星または衛星と擬似衛星の組み合わせを利用する測位システムと一緒に使用されてもよい。擬似衛星は、GPS時間と同期されてもよいLバンド（または他の周波数）搬送波信号上で変調されるPNコードまたは他の範囲のコード（GPSまたはCDMAセルラー信号に似ている）をブロードキャストする地上ベースの送信機である。各々のそのような送信機は、遠隔受信機による識別を可能にすることを目的として固有のPNコードを割り当てられてもよい。]
[0023] 擬似衛星は、トンネル、鉱山、建物、都会の谷間、または他の閉ざされたエリアのように、軌道衛星からのGPS信号が利用できない状況において役に立つ。擬似衛星の他の実装は、無線ビーコンとして知られている。本件明細書において使用されるような「衛星」という語は、擬似衛星、擬似衛星の同等物、およびもしかすると他のものを含むよう意図されている。本件明細書において使用されるような「SPS信号」という語は、擬似衛星または擬似衛星の同等物からのSPSのような信号を含むよう意図されている。追加的に、AFLT（Advanced Forward Link Trilateration）技術のために使用されるソースのような他の地球上のソースが使用されてもよい。]
[0024] 図1は、受信機100のブロック図の一例を例示している。受信機100は、信号受信ユニット110、信号獲得ユニット120、逐次追跡ユニット130、およびデータ復調ユニット140を具備する。１つの態様において、受信機100は、衛星測位システム（SPS）ソースからの信号を受信する比較的大きいSPSの一部である。他の態様において、受信機100は、米国のグローバル測位システム（GPS）ソースからの信号を受信するGPSの一部である。信号受信ユニット110は、複合RF信号112を受信し、当該複合RF信号112を複合デジタルベースバンド信号113に変換する。１つの態様において、複合デジタルベースバンド信号113は、位相成分（I）と直交成分（Q）に分解される。信号獲得ユニット120は、所望の信号115のために複合デジタルベースバンド信号113をサーチする。１つの態様において、所望の信号115は、GPS衛星からのGPSの所望の信号である。所望の信号115を獲得するための従来の技術は、範囲およびドップラー次元上の2次元サーチを含んでもよい。]
[0025] 所望の信号115がいったん獲得されると、当該信号115は、逐次追跡ユニット130への入力信号として使用される。逐次追跡ユニット130は、信号ダイナミックが存在する状態で所望の信号115の追跡を維持する。信号ダイナミックとは、所望の信号115の強度、範囲、およびドップラーが時間とともに変化し、観測期間の間に可変の強度、可変の時間の遅れ、または可変の周波数シフトを生じせしめることをいう。逐次追跡ユニット130は、所望の信号115を追跡するために、それ自身を連続的にリセンタリングするように設計されている。データ復調ユニット140は、所望の信号115から変調データ116を復旧する。]
[0026] １つの態様において、現在のサンプリング期間の間、逐次追跡ユニット130のサーチャー205（図2A）は、サーチャー中心周波数を含む。サーチャー205は、現在のサンプリング期間の間、所望の信号115の周波数（つまり、推定周波数）および符号位相を推定する。予測中心周波数技術は、所望の周波数115の予測周波数を生成するために使用される。サーチャー205は、推定された周波数に基づいて、次のサンプリング期間の間、所望の信号115の周波数（予測周波数）を予測する。サーチャー周波数デルタ277は、予測周波数とサーチャー中心周波数との差として定義される。このサーチャー周波数デルタ277を使用して、逐次追跡ユニット130は、次のサンプリングのために所望の信号115のサーチの中心をリセンタリングする。]
[0027] 予測中心周波数技術は、現在のサンプリング期間の推定周波数と以前のサンプリング期間の推定周波数との差をサンプリング期間で割ったものから周波数ドリフトレートを推定する。予測周波数は、周波数ドリフトレートとサンプリング期間の積に推定周波数を加算することによって生成される。１つの態様において、逐次追跡ユニットは、サーチャー周波数デルタ277を推定し、オフラインソフトウェア処理レイテンシーを緩和するために自動周波数制御（AFC）ループに前記サーチャー周波数デルタ277（図2A）を入力する。自動周波数制御ループにおいてサーチャー周波数デルタを使用することは、オフラインソフトウェア処理を使用する場合でもシステム・パフォーマンスの能力を維持する。１つの態様において、逐次追跡ユニット130およびデータ復調ユニット140は、１つのユニットである。１つの態様において、逐次追跡ユニットおよびデータ復調ユニットは、ソフトウェアベースのオフライン処理である。]
[0028] 図2Aは、逐次追跡ユニット130とデータ復調ユニット140の複合（逐次追跡およびデータ復調の複合ユニット200と呼ばれる）を例示している。１つの態様において、逐次追跡ユニット130とデータ復調ユニット140は、SPSソースから信号を受信する比較的大きい衛星測位システム（SPS）の一部である。他の態様において、逐次追跡ユニット130とデータ復調ユニット140は、GPSソースから信号を受信する米国のグローバル測位システム（GPS）の一部である。サーチャー205は、所望の信号115を獲得する。１つの例において、サーチャー205は、非対称周波数ビン分散、25-Hzビン分離、1ミリ秒（ms）ビット同期式の検出前の積分、チップx2サンプル分離を使用することによって、64回の仮説を生成するようにプログラムされている。サーチャー205は、所望の信号115を第1のサンプルバッファー210に入力する。]
[0029] 1つの態様において、第1のサンプルバッファー210は、所望の信号115の1msのコヒーレントI/Q和を収集し、収集したものを第1のコヒーレント加算器213に向ける。1つの態様において、第1のコヒーレント加算器213は、1msのコヒーレントI/Q和を5msにわたってコヒーレント的に積分することによって、チャネルコントローラーによって導かれる5msのコヒーレントI/Q和を作成し、第2のサンプルバッファー215内に集める。当業者であれば、値1msおよび5msは、事例として使用されているものであって、本件開示の要旨または範囲から逸脱することなくその他の値が使用されてもよいことを理解するだろう。1つの例において、チャネルコントローラーは、逐次追跡およびデータ復調の複合ユニット200の外部にあり、第2のサンプルバッファー215は、円形バッファーである。第1のコヒーレント積分時間（例えば、5ms）は、変調データ116の端部に調整させられる。当業者であれば、第1のコヒーレント積分時間は、5msに限定されず、信号ダイナミック、システム制約、またはアプリケーション・パラメーターに基づいて選択されることを理解するだろう。可変的時間にわたる積分は、比較的強い信号のために比較的短い時間（例えば、1秒間）、および弱い信号を獲得するために比較的長い時間（例えば、4秒間）、逐次追跡ユニットが積分することを可能にする可変のバンド幅を逐次追跡ユニットが有することを可能にする。この積分は、以下で説明されるように、ピーク値が所定の閾値よりも大きい値になるまで生じてもよい。]
[0030] 第1のコヒーレント積分時間は、メモリーサイジングとコヒーレンシー（ドップラー）損失の妥協点である。一定の周波数ランプ入力信号条件のもとで、理想的な第2次逐次追跡ループは、0.5x周波数ランプ[Hz/秒]*サンプル時間[秒]のピーク瞬間周波数エラーを示す。1秒間の名目上のサンプル期間および35Hz/秒の最大設計ランプは、17.5Hzのピーク周波数エラーおよび20*log10(sinc(17.5 / 200))または0.1dBの関連損失に達する。予測中心周波数技術が使用されないと、ピーク瞬間周波数エラーは、1.5x周波数ランプ[Hz/秒]*サンプル時間[秒]であり、関連損失は、20*log10(sinc(1.5*35*1 / 200))または1.0dBである。したがって、予測中心周波数技術は、復調感知度を0.9dBまで向上することができる。]
[0031] ]
[0032] 表１は、コヒーレントI/Q和を逐次追跡およびデータ復調の複合ユニット200の後の処理段階に送るとき、異なる第1のコヒーレント積分時間を選択することのコヒーレンシー損失をまとめている。例えば、予測中心周波数技術が仮定されるとすると、最悪の場合の瞬間周波数エラーは、35Hz/秒周波数ランプにおいて17.5Hzである。最悪の場合の損失は、推定されたメモリーと一緒に計算され、乗算またはバタフライオペレーションは、20msのコヒーレントI/Q和を形成する必要がある。5msおよび20msの値は、議論された事例を例示するために選ばれている。当業者であれば、本件開示の要旨または範囲に影響を与えることなく他の値が使用されることができることを理解するだろう。]
[0033] 1つの態様において、5msのコヒーレントI/Q和は、データ復調器／AFCループ250に進む前に第2のサンプルバッファー215内に一時的に記憶される。5msのコヒーレントI/Q和は、ソフトウェアローテーター252によって、数値制御発振器（NCO）290の出力と掛けることによって、周波数エラー信号253を生成する。周波数エラー信号253は、第2のコヒーレント加算器255においてコヒーレント的に加算される。1つの例において、第2のコヒーレント積分時間は、20msである。1つの態様において、第2のコヒーレント積分時間は、変調データ116のビット時間と一致するよう選択される。20msのコヒーレントI/Q和（第2のコヒーレント加算器255から出力される）は、ビット電力検出器ドット／クロス・プロダクトユニット260に入力される。]
[0034] ビット電力検出器ドット／クロス・プロダクトユニット260は、20msのコヒーレントI/Q和を復調することによって復調データビット262を生成する。ビット電力検出器ドット／クロス・プロダクトユニット260はまた、20msのコヒーレントI/Q和のクロス・プロダクト263（CP）およびドット・プロダクト264（DC）を出力する。CP263およびDP264は、未処理の周波数オフセットΔfraw266を生成するためにATAN弁別器265に入力する。未処理の周波数オフセットΔfraw266は、ループフィルター270を通ってフィルターされることによって、フィルターされた周波数オフセットΔffiltered272を生成する。フィルターされた周波数オフセットΔffiltered272は、サーチャー周波数デルタ277が適用されるとき、加算器ユニット275においてシンボルインデックスでサーチャー周波数デルタ277に加算される。加算器ユニット275の出力は、累算器280に送り込まれる。累算器の値282は、AFC決定ユニット285の状態次第でNCO290に送り込まれる。AFC決定ユニット285の状態は、AFC状態制御ユニット245によって決定される。AFC状態制御ユニット245は、周波数差を計算し、当該差が所定の閾値よりも上であるとき、擬似ロックを宣言する。AFC状態制御ユニット245が擬似ロックを宣言すると、AFC状態制御ユニット245は、AFCをリセットする。例えば、逐次追跡処理は、信号周波数をX Hzと推定する。この推定信号周波数は、AFCループに渡される。AFCループは、信号周波数をY Hzと推定する。AFLループは、次に、XとYの差を計算する。当該差が所定の閾値（例えば、12.5Hz）よりも大きい場合、AFCループは、自分自身を周波数擬似ロックの状態であると宣言し、逐次追跡処理からの推定周波数X Hzを使用して自分自身をリセットする。]
[0035] 図2Bは、逐次追跡ユニット130とデータ復調ユニット140の複合の他の実施形態を例示している。複合ユニットは、ハードウェアとソフトウェアの態様の両方を含んでいる。ハードウェアとして含まれているものは、ベースバンドミキサー201であって、サーチャー205からの混合周波数（上で説明された）と複合デジタルベースバンド信号113を受信する。ベースバンドミキサー201は、I/Qデータを自動周波数制御（AFC）および復調器ユニット250に提供する。ハードウェアはまた、複合逐次追跡部200を含んでいる。代替的に、複合逐次追跡部200は、ソフトウェアまたはソフトウェアとハードウェアの組み合わせで形成されてもよい。ソフトウェアは、複合逐次追跡部200からの制御信号（周波数／位相の調節制御）を受信する自動周波数制御（AFC）および復調器ユニット250を含む。AFC決定の調節周波数または復調器からの復調データビットを使用しないことによって、I/Qデータは、ローテーターおよびデータ獲得からAFCを分離する開ループ方法で提供される。すなわち、AFCによって決定される周波数および／または位相調節は、データ獲得がAFCユニットと独立であるようにデータ獲得ハードウェアにフィードバックされない。データ獲得ハードウェアは、I/Qデータを獲得することに使用される任意の周波数または位相調節に関する情報をAFCユニットに提供するのである。ソフトウェアから分離されたハードウェアにより、回路は、比較的安定したものとなり得る。]
[0036] 複合逐次追跡部200は、積分器213、ピークプロセッサー230、およびコントローラーを含む。上で説明されたようなコントローラーは、追跡コントローラー240およびサーチコントローラー295を含む。積分器213は、I/Qデータを受信し、エネルギーグリッドにおいてこのデータを加算する。ピークプロセッサー230は、所定の閾値よりも上のピーク値を求めてエネルギーグリッドをサーチする。エネルギーグリッドは、時間対周波数データの行および列から成る。エネルギーグリッド上のピークは、最も強い信号を表わす。当該ピークが参照ポイント上にセンタリングされない場合、その参照ポイントからの時間オフセットおよび周波数オフセットは、より正確な位相および中心周波数を取得するために入力信号を訂正するのに使用されてもよい。ピークが見つからない場合、積分器213は、I/Qデータを積分し続ける。]
[0037] ピークがいったん見つけられる（つまり、ピーク値が所定の閾値よりも大きい）と、コントローラーは、積分器を（例えば、リセット信号により）リセットする。理想的な受信信号からの時間および周波数オフセットに基づいて、コントローラーは、サーチャー205によって現在使用されている時間（または位相）および周波数の両方に対する調節を決定する。この調節は、以前の周波数エラーのみならず時刻ドリフトおよびドップラー周波数における変化の理由を説明する。コントローラーは、次に、サーチャー205に周波数／位相調節信号を提供する。サーチャー205の調節は、ベースバンドミキサー201によって使用されるローテーター周波数である。コントローラーはまた、AFCが、適切な時間にローテーター周波数に対する調節について適切に補償することができるようにAFCおよび復調器ユニット250にタイミング信号を提供する。すなわち、第1のI/Qデータが新規のローテーター周波数により受信されるとき、AFCは、自身の計算された位相／周波数オフセットを調節する。AFCループはまた、現在の周波数調節が、以下のAFCが擬似ロック状態にあると思われるようなものであるかどうかを決定する。AFCループは、内部の擬似ロック信号により、AFCが開ループで作動するべきかどうかを示すことで、起こりそうな擬似ロックから回復することにおいてAFCを助ける。]
[0038] 図2Cは、AFCおよび復調器ユニット250の実施形態を例示している。当該ユニットは、ミキサー252、復調器260、弁別器265、ループフィルター270、累算器280、およびAFC決定ユニット285を含む。AFC決定ユニット285は、コントローラーからタイミング信号を受信する。ミキサー252は、I/Qデータを受信する。I/Qデータは、小さな残留周波数成分を有していてもよい。AFCは、この残留周波数を決定するために使用される。ミキサー252は、AFC決定の残留周波数を受信し、これをI/Qデータと混合することにより、DC I/Qデータを提供する。他のAFC回路と違って、AFC決定の残留周波数は、データ獲得を調節するためにハードウェアによって使用されない。復調器260は、弁別器265がI/Qデータの位相回転を決定するために弁別器265に信号を提供する。弁別器265は、デルタ周波数信号266をループフィルター270に提供する。ループフィルター270は、自身のフィルターしたAFC残留周波数を累算器280に提供する。累算器280は、I/Qデータの絶対周波数を追跡する。この絶対周波数は、上で説明されたようにサーチャーによって提供されるローテーターの周波数に対する変化を補償するために任意の周期的調節によって調節される。AFC決定ユニット285は、この絶対周波数をミキサー252に渡すことによってAFCループを完結する。]
[0039] 代替的に、擬似ロック信号が、AFCが擬似ロック状態にあるかもしれないということを示す場合、AFC決定ユニット285は、AFC周波数がミキサー252に送り込まれることを阻止し、その代わりにミキサー252にDC周波数（0Hz）を提供し、そうすることによって、開ループでAFCを作動し、復調器260に未修正のI/Qデータを渡す。上で説明されたある実施形態において、擬似ロック状態は、推定された周波数（AFCループ推定周波数と信号追跡処理推定周波数）との間の差に基づいて決定される。擬似ロックの決定とは別途に、AFCループは、閉ループ・モードまたは開ループ・モードのいずれかにおいて作動してもよい。]
[0040] すなわち、AFCループ（またはデータ復調ユニット）は、所望の信号の作動範囲にわたって復調する。例えば、AFCは、作動範囲内にあるまたは等価的に所定の閾値よりも上または下にあるC/N0の計算値（または等価的にSNR）に基づいて、開ループおよび閉ループを選択するものであってもよい。C/N0 [dB-Hz]が所定の閾値以下であると、AFCループは、開モードで作動し、C/N0が所定の閾値以上であると、AFCループは、閉モードで作動する。周波数擬似ロックは、AFCループが開であるか閉であるかを意味するものではない。擬似ロック決定および開ループ／閉ループ決定は、互いに独立して決定される。]
[0041] 第２次AFCループ]
[0042] 図3は、データ復調器／AFCループ250の第２次AFCループオペレーションを例示している。第２次AFCループフィルターは、周波数ランプが存在する状態でゼロ個の定常状態エラーを達成するために使用される。ATAN弁別器265からの未処理周波数オフセットΔfraw266は、SNR（信号対雑音比）に依存しない。制動比率 および雑音バンドを含む第２次AFCループ特性は、SNRにより変化しない。当業者であれば、本件開示の範囲および要旨に影響を及ぼすことなく、他のオーダー（例えば、第１次、第３次など）のAFCループフィルターが使用されることができることを理解するだろう。]
[0043] 例えば、所望の追跡閾値が20dB-HZであるとすると、雑音バンド幅は、それに応じて選ばれる。AFC追跡閾値についての一般的な経験則は、]
[0044] である。]
[0045] なお、]
[0046] は、3シグマ熱雑音周波数ジッタであり、feは、AFC追跡ループにおけるダイナミックストレスエラーであり、Ts = 0.08秒、]
[0047] である。]
[0048] 熱雑音によるAFC追跡ループジッタは、]
[0049] である。]
[0050] なお、高いC/N0においてF = 1であり、閾値に近いとき2である。雑音バンド幅B1は、次のように解かれる。]
[0051] AFC追跡閾値は、ドップラーダイナミックではなく、熱雑音のみによって決定される。したがって、C/N0 = 20 dB-Hzであるとき、方程式（1）においてダイナミックストレスエラーfe = 0であり、AFC追跡ループジッタ]
[0052] であり、閾値に近いF = 2であり、およびB1 = 3.04 Hzである。１つの例において、雑音バンド幅B1は、追跡閾値要件を充足するために第２次AFCループにおいて3Hzに四捨五入される。]
[0053] 第２次AFCループの自然周波数は、]
[0054] である。]
[0055] 制動比率]
[0056] についての最適な値は、最適化目標に依存して0.7から1.14の範囲にわたる。しかしながら、パフォーマンス判定基準は、最適な値の付近で非常にゆっくりと変化する。１つの例において、制動比率]
[0057] は、1になるよう選ばれる。]
[0058] 第２次AFCループを実装するために、最初に、連続時間系AFCループを選択し、次に、バイリニア変換を使用して連続時間系AFCループを離散時間系AFCループに変換する。]
[0059] 図4は、線形化モデルの観点でのループフィルターを備える連続時間系自動周波数制御（AFC）ループを例示している。連続時間系自動AFCループの目的は、周波数エラー]
[0060] がゼロに近づくように、フィルターされた周波数推定]
[0061] で入力周波数Fを追跡することである。アナログループフィルター転送関数L(s)は、形式]
[0062] を有している。なお、パラメーターKLおよびαは、第２次AFC転送関数]
[0063] のための所望の自然周波数ωnおよび制動比率]
[0064] から選ばれる。]
[0065] 第２次AFC設計における重要な検討は、アナログループフィルター転送関数L(s)の特性である。周波数ランプがある状態でゼロ個の定常状態エラーを達成するために、アナログループフィルター転送関数L(s)は、次の形式を有する：]
[0066] 連続時間系AFCループ転送関数は、]
[0067] である。なお、]
[0068] およびαとKLは、]
[0069] として]
[0070] およびωnから導き出される。]
[0071] 連続時間系AFCループ転送関数は、]
[0072] として]
[0073] およびωnの観点から一直線で表わされる。したがって、アナログループフィルター転送関数は、]
[0074] として]
[0075] およびωnの観点で導き出されることができる。]
[0076] 離散時間においてアナログループフィルターを実装するために、バイリニア変換が使用される。L(s)におけるsを]
[0077] により置き換える。]
[0078] バイリニア変換の結果は、デジタルループフィルター転送関数L(z) ：]
[0079] によるループフィルター270（図2A）である。]
[0080] デジタルループフィルター転送関数L(z)はまた、次のように書き改めることもできる。]
[0081] ひとつの態様において、ループフィルター270における主要なパラメーターは、K = 0.0032、a0 = 263.04、およびa1 = −216.96として選ばれる。代替的に、K0 = Ka0 = 0.841728およびK1 = Ka1 = −0.694272と定義する。]
[0082] 図5は、図4において説明されたループフィルターのためのデジタルループフィルター実装の一例を例示している。１つの例において、ループフィルター270は、図5において図示されているように実装される。この例示的な実装において、アナログループフィルターL(s)の連続時間系ラプラス変換は、周知のバイリニア変換を使用して等化離散時間Z変換L(z)に変換される。結果の差分方程式は、y(n) − y( n − 1 ) = K0x(n) ＋ K1x( n − 1)という形式となる。なお、x(n)は、入力シーケンスであり、y(n)は、出力シーケンスである。]
[0083] 図2AにおけるNCO290は、発振器転送関数]
[0084] を備えるデジタル累算器としてモデル化されることができる。]
[0085] １つの例において、離散時間AFCループ転送関数は、]
[0086] である。離散時間AFCループ転送関数は、SNRに依存しない。したがって、離散時間AFCループは、例えば、20ないし55dB-Hzのすべての動作可能なC/N0範囲にわたって安定している。]
[0087] 位相マージンは、離散時間AFCループの安定性の度合いを示す。位相マージンを計算するために、]
[0088] として開ループ転送関数を導き出す。s = jωにセットすることによって、]
[0089] として開ループ周波数転送関数を得る。]
[0090] 方程式（18）の大きさを計算することによって、開ループ周波数転送関数]
[0091] の数量を得る。１つの例において、]
[0092] であるようにω = ωcを定義する。方程式20を解き、ωc = 9.8793を得る。表示されているように、ωcは、]
[0093] に接近している。]
[0094] この例において開ループ周波数転送関数の位相は、]
[0095] である。また、位相マージンは、PM = −104° − (−180°) = 76°であり、これは、離散時間AFCループが非常に良い安定性を有していることを意味する。]
[0096] 連続時間系AFCループ転送関数H(s)から、入力周波数u(t)に対する応答は、微分方程式：]
[0097] によって左右される。なお、u(t)は、tの関数としての入力周波数である。]
[0098] １つの例において、1-Hzステップ入力により、第２次AFCループのステップ応答は、]
[0099] である。1-Hzステップ入力が存在する状態で定常状態エラーは、ゼロである。]
[0100] 第２次AFCループのランプ応答は、]
[0101] である。なお、u(t)（入力周波数）は、ランプ（u(t) = t）である。ランプ応答は、入力周波数u(t)がランプ関数と同様に変化するとき、定常状態周波数エラーがないことを示す。]
[0102] ダイナミックストレスエラーは、ドップラーダイナミックおよび発振機ドリフトによって生じる定常状態エラーであり、熱雑音によって生じるジッタを含まない。第２次AFCループ（fe）のダイナミックストレスエラーは、]
[0103] として計算されることができる。なお、R = 範囲である。]
[0104] ジャークダイナミック(jerk dynamics)が存在するとき、ダイナミックストレスエラーは、ゼロではない。第２次AFCループによって許容されることができる最大ジャークダイナミックは、C/N0を無限大にセットすることによって計算されることができる。したがって、]
[0105] は、feよりも非常に小さく、無視され得る。]
[0106] １つの例において、fe,max = 3.125 Hzである。第２次AFCループの場合、]
[0107] である。対応するジャークダイナミックは、]
[0108] である。3Hz雑音バンド幅による最大ジャーク許容は、13.7m/s3である。この最大ジャーク許容は、13.7*1575.42e6/3e8 = 72 Hz/s2に対応し、当該許容はまた、13.7/9.8 = 1.398g/sにも対応する。]
[0109] 図2Aにおいて、第１のサンプルバッファー210も、離散時間フーリエ変換（DFT）エンジン220からエネルギーグリッド225を通って所望の信号115の1msのコヒーレントI/Q和を導く。ピーク処理およびエネルギーグリッド225は、発明者Emilija M. Simicによる「Methodsand Apparatuses for Processing Satellite Positioning System Signals」という名称の2008年5月30日付けの米国特許出願12/130,520においてさらに説明されている。前記特許出願の内容の全体の参照によって、それらの内容が本件明細書に組み込まれている。チャネルコントローラーは、サーチャー205およびDFTエンジン220のハードウェア制御を管理する。モデムデータ発動機は、第１のサンプルバッファー210においてサーチャーの1msのコヒーレントI/Q和を収集する。これらの和は、その後DFTエンジン220に供給され、エネルギーグリッド225に対する増分の累積を発展させるために処理される。]
[0110] DFTエンジン220のモデムデータ発動機チャネルはまた、単一目標中心サーチャー時間ビンから1msのコヒーレントI/Qのサンプルを抽出するようにプログラムされている。転送は、DFTエンジン220の入力メモリーから実行される。このことは、コヒーレントI/Qデータ収集のソフトウェア負担を軽減し、第１のサンプルバッファー210が最小限にされることを可能にする。]
[0111] 修正命令は、有効なピークがピークプロセッサー230において識別されるときに生じる。図2Aをふたたび参照して、修正命令が実施されるとき、サーチャー205のサーチング周波数は、サーチャー周波数／位相制御295によってリセンタリングされる。予測中心周波数技術は、周波数ドリフトによる損失を軽減する。以前のサーチからの周波数推定は、次の秒の中間に伝搬される。その後、サーチャー205は、次の秒のサーチングをリセンタリングするためにこの伝搬された周波数を使用する。この技術は、周波数がドリフトしないか、または定数に近いレートでドリフトするとき、定常状態の場合に最大の利益を提供する。]
[0112] １つの例において、エネルギーグリッド225のサンプリング期間は、名目的に1秒であり、積分時間は、名目的に940ないし980msである。この差は、測定コントローラーの処理遅れによるものである。有効なピークが見つけられると測定コントローラーによって生じる修正命令によりサーチャー205がリセンタリングされ得るので、所望の信号115の有効なピークが見つけられると、エネルギーグリッド225は、測定コントローラー処理の完了時に完全にゼロにされる。]
[0113] エネルギーグリッド225からのコヒーレントI/Q和の収集インデックスに対する同期性の基準は、さらなる処理のためにピークプロセッサー230に提供される。コヒーレントI/Q和の報告は、第２のサンプルバッファー215の開始においてサーチャー205のアクティブ周波数と、コヒーレントI/Q和の収集の間に適用される（サーチャー205の）任意の周波数デルタのインデックスおよびサイズとを識別する。この情報は、コヒーレントI/Q和が任意の逐次追跡ループ周波数修正について訂正されることを可能にし、誤り周波数ロック検出を導き出す。逐次追跡制御240は、サーチャー周波数／位相制御295およびAFC状態制御245に全体的な制御を提供する。]
[0114] ピークプロセッサー230は、エネルギーグリッド225上で十分なピーク処理を実行し、ピーク処理結果を測定コントローラーに送る。ピーク処理結果の受信に基づいて、測定コントローラーは、以下の逐次追跡ループオペレーションを実行する。]
[0115] ステップ1：有効ピークが識別されたかチェックする。有効ピークとは、ある宣言された閾値を超えるピークのことである。当該閾値は、積分時間の関数であって、相互関係の結果ではない。ピークプロセッサー230によって提供されるピーク報告は、周波数において分離される最大2個のピークが報告されることを可能にする。このことは、エネルギーグリッド225が相互関係ジャマー(jammer)によって汚染されるときであっても、第２の真のピークを識別することを可能にする。]
[0116] ステップ2：ステップ1において有効ピークが識別されなかったら、最大可能積分時間に達しているかどうか調べてみる。]
[0117] ステップ2a：最大積分時間制限に達していたら、積分を終了し、専用衛星リスト論理をリサンプルする。現在の衛星の不確実性が専用リストメンバーシップ要件と合致したら次の積分時間が開始する。]
[0118] ステップ2b：最大積分時間制限にまだ達していなかったら、積分を継続することを可能にする。]
[0119] ステップ3：ステップ1において有効ピークが識別されたら、衛星測定データベースを更新する。測定データベース更新は、他の衛星の相互関係テストをストロボし、衛星測定差アルゴリズムを導き出す。エネルギーグリッド225における信号をリセンタリングするように要求されるデルタ搬送波周波数およびデルタコード位相修正を計算し、チャネルコントローラーに送る。]
[0120] 逐次追跡ループオペレーションが完了した後、測定コントローラーは、第２のサンプルバッファー215をフラッシュする。データフラッシュが生じる前に、先の逐次ループ追跡活動に基づいて最初のチェックが実行される。]
[0121] 第２次AFCループがアクティブである場合、積分期間中間ポイントを参照して、逐次ループ周波数推定を、AFC周波数推定と比較することによって誤り周波数ロックについてチェックする。絶対差が12.5Hzを超える場合、第２次AFCループは、逐次追跡ループ推定と一致するようソフトウェアローテーターの値を調整することによってリセンタリングされる。追加的に、第２次AFCループがアクティブである場合、アクティブソフトウェアローテーターに対する逐次ループ修正は、第２のサンプルバッファー215から取り除かれなければならない。第２次AFCループが開である場合、処理は実行されない。]
[0122] シミュレーション結果]
[0123] 追跡ループ関数を確認することと、周波数ランプの値および受信C/N0の値が様々に変化する条件下におけるビットエラーレート（BER）に対する影響および追跡ループパフォーマンスを推定することとを目的として、シミュレーションが行われる。追加的に、シミュレーションはまた、処理レイテンシーの影響の量を定める。]
[0124] シミュレーションは、Matlabにおいて構成されており、C/N0、受信される信号ダイナミック、および処理遅れの構成を可能にする。未処理のおよび伝搬された測定エラーが推定され、BER分析が推定され、および擬似ロック検出処理も測定される。シミュレーションは、逐次追跡ループおよび第２次AFCループの両方のループタイプのオフライン処理を模倣する。シミュレーション結果は、0msと100msの処理レイテンシーループの間に測定可能な差がないことを表示している。]
[0125] 図6は、35Hz/秒定数周波数ランプに対する逐次追跡ループおよび第２次AFCループの応答を例示している。オフライン周波数デルタ訂正スキームが、逐次追跡ループによって適用される大きい周波数ステップが第２次AFCループに影響を与えないことを補償することに留意せよ。]
[0126] 図7は、±4Hz/秒と0Hz/秒との間で切り替わる速度プロフィール（VPF1）に対する逐次追跡ループおよび第２次AFCループの応答を例示している。図8は、±35Hz/秒と0Hz/秒との間で切り替わる速度プロフィール（VPF1）に対する逐次追跡ループおよび第２次AFCループの応答を例示している。これらの速度プロフィールは、ビヒクルダイナミックが存在する状態でループパフォーマンスを検証するためにシミュレーションで使用される。]
[0127] 図9は、23ないし29dB-HzのC/N0範囲にわたる追跡およびデータ復調関数のモンテカルロシミュレーションから導き出されるBER結果を例示している。4Hz/秒および35Hz/秒の周波数ランプが使用された。100ms（5ビット）の処理レイテンシーが採用された。BERパフォーマンスは、およそ0.15dBだけ理想的な曲線とは異なる。]
[0128] これらのシミュレーションの間に観測された擬似ロック行動が図10に例示されている。追跡パフォーマンスの測定は、観測可能な周波数におけるエラーから導き出されることができる。逐次追跡ループおよび第２次AFCループの両方について観測された周波数エラーの標準の偏差が図11にプロットされている。]
[0129] 図12は、VPF2速度プロフィールについての異なる処理遅れによるビットエラーレートを例示している。図13は、異なる処理遅れによる周波数エラー標準の偏差を例示している。図12および図13から、0msと100msの処理のレイテンシーループの間に測定可能な差はない。]
[0130] 本件開示の態様の前述の説明は、当業者が本件開示の発明を製作または使用することができるように提供されている。これらの態様に対する様々な修正が当業者に容易に明白になるだろう。また、本件明細書において定義されている一般原則は、本件開示の本旨または範囲から逸脱することなく他の態様に適用されてもよい。]

权利要求:

請求項1
追跡およびデータ復調のための受信機であって、I/Qデータを提供するための出力を有するベースバンドミキサーと、可変の積分時間で所望の信号を逐次的に追跡するための逐次追跡ユニットであって、前記I/Qデータを受信するために前記ベースバンドミキサーの前記出力に結合されている入力を有するとともに可変の積分時間を使用する積分器と、前記積分器に結合されているピークプロセッサーと、および調節信号を提供するために前記ピークプロセッサーに結合されているコントローラーとを具備する逐次追跡ユニットと、および前記所望の信号の自動周波数制御（AFC）を実行するためのAFCループであって、前記I/Qデータを受信するために前記ベースバンドミキサーの前記出力に結合されているデータ入力と、前記調節信号を受信するために前記コントローラーに結合されている制御入力と、および前記所望の信号を復調するためのデータ復調ユニットとを具備する、AFCループとを具備する受信機。
請求項2
前記逐次追跡ユニットは、サーチャー周波数デルタを推定し、前記AFCループに前記サーチャー周波数デルタを入力する、請求項１に記載の受信機。
請求項3
前記受信機は、グローバルナビゲーション衛星システム（GNSS）受信機を含み、および前記所望の信号は、衛星からである、請求項２に記載の受信機。
請求項4
前記AFCループは、前記所望の信号の自動周波数制御を実行するためにオフラインソフトウェアを使用する、請求項１に記載の受信機。
請求項5
前記データ復調ユニットは、前記所望の信号の作動範囲にわたって復調する、請求項１に記載の受信機。
請求項6
前記逐次追跡ユニットは、可変のバンド幅を使用する、請求項１に記載の受信機。
請求項7
前記AFCループは、擬似ロックが検出されることを条件に非アクティブ化および再調整が行われる、請求項１に記載の受信機。
請求項8
前記擬似ロックは、前記AFCループによって検出される、請求項７に記載の受信機。
請求項9
前記逐次追跡ユニットは、サーチャー中心周波数を含み、前記逐次追跡ユニットは、前記所望の信号の推定周波数を推定する、請求項１に記載の受信機。
請求項10
前記逐次追跡ユニットは、前記推定周波数に基づいて、前記所望の信号の予測周波数を予測する、請求項9に記載の受信機。
請求項11
前記逐次追跡ユニットは、前記予測周波数と前記サーチャー中心周波数との間の差に基づいて現在のサーチャー周波数デルタを推定する、請求項10に記載の受信機。
請求項12
前記サーチャー周波数デルタは、コヒーレントI/Q和を訂正するために使用される、請求項11に記載の受信機。
請求項13
前記受信機は、グローバルナビゲーション衛星システム（GNSS）受信機を含み、および前記所望の信号は、衛星からである、請求項12に記載の受信機。
請求項14
追跡およびデータ復調のための受信機であって、I/Qデータを提供するために信号を混合するための手段と、可変の積分時間で前記所望の信号を逐次的に追跡するための手段であって、積分データを形成するために前記I/Qデータを積分するための手段と、前記積分データのピークを検出するための手段と、および調節信号を制御するための手段とを具備する手段と、前記調節信号に基づいて、前記所望の信号の自動周波数制御を実行するための手段と、および前記所望の信号を復調するための手段とを具備する受信機。
請求項15
自動周波数制御を実行するための前記手段は、擬似ロックが検出されることを条件に非アクティブ化および再調整を行うための手段を含む、請求項14に記載の受信機。
請求項16
所望の信号を追跡するための方法であって、I/Qデータを提供するために信号を混合することと、可変の積分時間で前記所望の信号を逐次的に追跡することと、ここにおいて、逐次的に追跡する前記行為は、積分データを形成するために前記I/Qデータを積分することと、前記積分データのピークを検出することと、および調節信号を制御することとを具備する、前記調節信号に基づいて、前記所望の信号の自動周波数制御を実行することと、および前記所望の信号を復調することとを具備する方法。
請求項17
前記所望の信号は、GPS衛星からである、請求項16に記載の方法。
請求項18
逐次的に追跡する前記行為は、サーチャー周波数デルタを推定することを含み、および自動周波数制御を実行する前記行為は、前記サーチャー周波数デルタを含む、請求項16に記載の方法。
請求項19
逐次的に追跡する前記行為は、範囲およびドップラー次元にわたってサーチすることを含む、請求項16に記載の方法。
請求項20
受信信号を受信することと、および前記受信信号から前記所望の信号を獲得することと、ここにおいて、前記受信信号の前記ソースは、AFLT(Advanced Forward Link Trilateration)のために使用される衛星測位システム（SPS）からである、をさらに具備する、請求項16に記載の方法。
請求項21
受信信号を受信することと、および前記受信信号から前記所望の信号を獲得することとをさらに具備する、請求項16に記載の方法であって、前記受信信号の前記ソースは、AFLT(Advanced Forward Link Trilateration)のために使用される地球上のソースからである、請求項16に記載の方法。
請求項22
復調する前記行為は、前記所望の信号の作動範囲にわたって復調することを含む、請求項16に記載の方法。
請求項23
逐次的に追跡する前記行為は、可変のバンド幅を使用することを含む、請求項16に記載の方法。
請求項24
自動周波数制御を実行する前記行為は、擬似ロックが検出されることを条件に非アクティブ化および再調整を行うことを含む、請求項16に記載の方法。
請求項25
前記自動周波数制御を実行する行為は、前記擬似ロックを検出することを含む、請求項24に記載の方法。
請求項26
前記逐次的に追跡する行為は、サーチャー中心周波数を使用することと、および前記所望の信号の推定周波数を推定することとを含む、請求項16に記載の方法。
請求項27
逐次的に追跡する前記行為は、前記推定周波数に基づいて、前記所望の信号の予測周波数を予測することをさらに含む、請求項26に記載の方法。
請求項28
逐次的に追跡する前記行為は、前記予測周波数と前記サーチャー中心周波数との間の差に基づいて、サーチャー周波数デルタを推定することをさらに含む、請求項27に記載の方法。
請求項29
コヒーレントI/Q和を訂正するために前記サーチャー周波数デルタを使用することをさらに具備する、請求項28に記載の方法。
請求項30
プログラムコードを内蔵するコンピューター可読媒体であって、可変の積分時間で前記所望の信号を逐次的に追跡するためのプログラムコードであって、逐次的に追跡する前記行為は、積分データを形成するためにI/Qデータを積分するためのプログラムコードと、前記積分データのピークを検出するためのプログラムコードと、および調節信号を制御するためのプログラムコードとを具備するプログラムコードと、前記調節信号に基づいて、前記所望の信号の自動周波数制御を実行するためのプログラムコードと、および前記所望の信号を復調するためのプログラムコードとを具備するコンピューター可読媒体。
請求項31
自動周波数制御を実行するために、サーチャー周波数デルタを推定し、前記サーチャー周波数デルタを入力するためのプログラムコードをさらに具備する、請求項30に記載のコンピューター可読媒体。
請求項32
前記所望の信号は、GPS衛星からである、請求項31に記載のコンピューター可読媒体。